Erőteljes kapcsolóüzemű tápegység sémája tl494 alapján. Kapcsoló laboratóriumi tápegység TL494 alapján

A 2,5-24 V állítható feszültségtartományú teljes értékű tápegység elkészítése nagyon egyszerű, bárki megismételheti rádióamatőr tapasztalat nélkül.

Régi számítógépes tápból fogjuk elkészíteni, TX vagy ATX, mindegy, szerencsére a PC-korszak évei alatt minden otthon felhalmozott már kellő mennyiségű régi számítógépes hardverből és egy tápegység valószínűleg ott is, így a házi készítésű termékek költsége jelentéktelen lesz, és egyes mesterek számára nulla rubel lesz.

Ezt az AT blokkot kaptam módosításra.

Minél erősebben használod a tápot, annál jobb az eredmény, az én donorom csak 250W 10 amperrel a +12v buszon, de valójában csak 4 A terhelésnél már nem bírja, leesik a kimeneti feszültség teljesen.

Nézd meg, mi van ráírva az ügyre.

Ezért nézze meg saját szemével, hogy milyen áramot szeretne kapni a szabályozott tápegységéből, ezt a donor potenciált, és azonnal helyezze be.

Számos lehetőség van a szabványos számítógépes tápegység módosítására, de mindegyik az IC-chip - TL494CN (analógjai DBL494, KA7500, IR3M02, A494, MV3759, M1114EU, MPC494C stb.) - huzalozásának megváltoztatásán alapul.

0. ábra A TL494CN mikroáramkör és analógok kivezetése.

Nézzünk meg több lehetőséget számítógépes tápellátási áramkörök végrehajtása, talán az egyik az Öné lesz, és sokkal könnyebbé válik a kábelezés kezelése.

1. számú séma.

Menjünk dolgozni.
Először szét kell szerelni a tápegység házát, csavarja ki a négy csavart, távolítsa el a fedelet és nézzen be.

A fenti listából keresünk chipet az alaplapra, ha nincs, akkor kereshetsz az interneten módosítási lehetőséget az IC-dhez.

Az én esetemben egy KA7500 chipet találtak a táblán, ami azt jelenti, hogy elkezdhetjük tanulmányozni a vezetékezést és az eltávolítandó felesleges alkatrészek helyét.

A kezelés megkönnyítése érdekében először csavarja le teljesen az egész táblát, és vegye ki a házból.

A képen a tápcsatlakozó 220V-os.

Kapcsoljuk le az áramot és a ventilátort, forrasztjuk vagy vágjuk ki a kimeneti vezetékeket, hogy ne zavarják az áramkör megértését, csak a szükségeseket hagyjuk meg, egy sárga (+12v), egy fekete (általános) és egy zöld* (indul) BE), ha van ilyen.

Az AT egységemen nincs zöld vezeték, így azonnal indul, ha bedugjuk a konnektorba. Ha ATX-es az egység, akkor zöld vezetékkel kell rendelkeznie, a „közösre” kell forrasztani, és ha külön bekapcsológombot szeretne csinálni a házon, akkor csak tegyen egy kapcsolót ennek a vezetéknek a résébe. .

Most meg kell nézni, hogy hány voltba kerülnek a kimeneti nagy kondenzátorok, ha azt mondják, hogy kevesebb, mint 30 V, akkor ki kell cserélni őket hasonlókra, csak legalább 30 voltos üzemi feszültséggel.

A képen fekete kondenzátorok vannak a kék cseréjeként.

Ez azért van így, mert az átalakított egységünk nem +12 voltot, hanem +24 voltot produkál, és csere nélkül a kondenzátorok az első 24 V-os teszt során, néhány percnyi működés után egyszerűen felrobbannak. Új elektrolit kiválasztásakor nem célszerű csökkenteni a kapacitást;

A munka legfontosabb része.
Eltávolítunk minden felesleges alkatrészt az IC494 kábelkötegből, és forrasztunk más névleges részeket, hogy az eredmény egy ilyen kábelköteg legyen (1. ábra).

Rizs. 1. sz. Változás az IC 494 mikroáramkör huzalozásában (felülvizsgálati séma).

Az 1., 2., 3., 4., 15. és 16. számú mikroáramkörnek csak ezekre a lábakra lesz szükségünk, a többire ne figyeljen.

Rizs. 2. sz. Javítási lehetőség az 1. számú séma példája alapján

A szimbólumok magyarázata.

Valami ilyesmit kellene tenned, megkeressük a mikroáramkör 1. sz. lábát (ahol a pont van a testen), és tanulmányozzuk, mi van hozzá csatlakoztatva, minden áramkört el kell távolítani és le kell választani. Attól függően, hogy a nyomvonalak hogyan helyezkednek el, és a forrasztott részek az Ön által kiválasztott táblamódosításban, az optimális módosítási lehetőség lehet az alkatrész kiforrasztása és felemelése (lánctörés), vagy könnyebb lesz a vágás a pályát egy késsel. Az intézkedési terv eldöntése után a felülvizsgálati séma szerint megkezdjük az átalakítási folyamatot.

A képen az ellenállások cseréje látható a szükséges értékkel.

A képen - a szükségtelen alkatrészek lábának felemelésével megtörjük a láncokat.

Egyes ellenállások, amelyek már be vannak forrasztottak a kapcsolási rajzba, megfelelőek lehetnek csere nélkül is, például a „közösre” kell R=2,7k ellenállást rakni, de a „közösre” már van R=3k. ”, ez nekünk nagyon bejön, és változatlanul hagyjuk ott (példa a 2. ábrán, a zöld ellenállások nem változnak).

A képen- vágja le a pályákat és adjon hozzá új jumpereket, írja le a régi értékeket jelölővel, lehet, hogy mindent vissza kell állítania.

Így áttekintjük és újraírjuk a mikroáramkör hat lábán lévő összes áramkört.

Ez volt az átdolgozás legnehezebb pontja.

Feszültség- és áramszabályozókat gyártunk.

22k-s (feszültségszabályozó) és 330Ohm-os (áramszabályozó) változó ellenállásokat veszünk, két 15 cm-es vezetéket forrasztunk rájuk, a másik végét a rajz szerint forrasztjuk a táblára (1. ábra). Szerelje fel az előlapra.

Feszültség- és áramszabályozás.
A szabályozáshoz szükségünk van egy voltmérőre (0-30V) és egy ampermérőre (0-6A).

Ezeket az eszközöket a kínai online áruházakban lehet megvásárolni a legjobb áron a voltmérőm csak 60 rubelbe került szállítással. (Voltmérő: )

Saját ampermérőmet használtam, régi Szovjetunió készletekből.

FONTOS- a készülék belsejében van egy Áramellenállás (Current sensor), amelyre a diagram (1. ábra) szerint szükségünk van, ezért ha ampermérőt használ, akkor nem kell további áramellenállást telepítenie ampermérő nélkül kell telepíteni. Általában házi készítésű RC-t készítenek, egy D = 0,5-0,6 mm-es vezetéket egy 2 wattos MLT ellenállás köré tekernek, forgasd át a teljes hosszon, forraszd a végeket az ellenálláskapcsokra, ennyi.

A készülék testét mindenki elkészíti magának.
Teljesen fémből hagyhatja, ha lyukakat vág a szabályozókhoz és a vezérlőeszközökhöz. Laminált törmeléket használtam, könnyebben fúrható és vágható.

A kérdéses mikroáramkör a leggyakoribb és legszélesebb körben használt integrált elektronikus áramkörök listájához tartozik. Elődje az Unitrode UC38xx sorozatú PWM vezérlői volt. 1999-ben ezt a céget a Texas Instruments megvásárolta, és azóta megkezdődött ezen vezérlők sorozatának fejlesztése, ami a 2000-es évek elején történt. TL494 sorozatú mikroáramkörök. A fentebb már említett UPS-ek mellett megtalálhatóak egyenfeszültség-szabályozókban, vezérelt hajtásokban, lágyindítókban - egyszóval mindenhol, ahol PWM szabályozást alkalmaznak.

A chipet klónozó cégek között vannak olyan világhírű márkák, mint a Motorola, Inc, az International Rectifier, a Fairchild Semiconductor, az ON Semiconductor. Mindannyian részletes leírást adnak termékeikről, az úgynevezett TL494CN adatlapot.

Dokumentáció

A kérdéses mikroáramkörök különböző gyártóktól származó leírásainak elemzése megmutatja jellemzőinek gyakorlati azonosságát. A különböző cégek által szolgáltatott információk mennyisége közel azonos. Ezenkívül az olyan márkák TL494CN adatlapja, mint a Motorola, Inc és az ON Semiconductor, lemásolja egymást szerkezetükben, ábráikban, táblázataikban és grafikonjaikban. A Texas Instruments anyagának bemutatása némileg eltér tőlük, de alapos tanulmányozás után világossá válik, hogy azonos termékről van szó.

A TL494CN chip célja

Leírásunkat hagyományosan a céllal és a belső eszközök listájával kezdjük. Ez egy fix frekvenciájú PWM vezérlő, amelyet elsősorban UPS alkalmazásokhoz terveztek, és a következő eszközöket tartalmazza:

• fűrészfogú feszültséggenerátor (RPG);
• hibaerősítők;
• referencia feszültségforrás +5 V;
• „holtidő” beállító áramkör;
• kimeneti áram 500 mA-ig;
• séma az egy- vagy kétütemű üzemmód kiválasztásához.

Limit paraméterek

Mint minden más mikroáramkör, a TL494CN leírásnak feltétlenül tartalmaznia kell a maximálisan megengedett teljesítményjellemzők listáját. Adjuk meg őket a Motorola, Inc. adatai alapján:

1. Tápfeszültség: 42 V.
2. A kimeneti tranzisztor kollektorfeszültsége: 42 V.
3. Kimeneti tranzisztor kollektor áram: 500 mA.
4. Az erősítő bemeneti feszültségtartománya: -0,3 V és +42 V között.
5. Teljesítménydisszipáció (t< 45 °C): 1000 мВт.
6. Tárolási hőmérséklet tartomány: -55 és +125 °C között.
7. Működési környezeti hőmérséklet tartomány: 0 és +70 °C között.

Meg kell jegyezni, hogy a TL494IN chip 7-es paramétere valamivel szélesebb: -25 és +85 °C között.

TL494CN chip kialakítás

A házzal kapcsolatos következtetések orosz nyelvű leírása az alábbi ábrán látható.

A mikroáramkör műanyag (ezt a jelölése végén lévő N betű jelzi) 16 tűs tokban, PDP típusú tűkkel.

Megjelenése az alábbi képen látható.

TL494CN: funkcionális diagram

Tehát ennek a mikroáramkörnek a feladata az impulzusszélesség-moduláció (PWM, vagy impulzusszélesség-modulált (PWM)) a szabályozott és szabályozatlan UPS-ekben egyaránt generált feszültségimpulzusok esetében. Az első típusú tápegységekben az impulzusok időtartama általában eléri a maximális lehetséges értéket (~ 48% minden kimenetre a push-pull áramkörökben, széles körben használják az autós audioerősítők táplálására).

A TL494CN chip összesen 6 kimeneti érintkezővel rendelkezik, ebből 4 (1, 2, 15, 16) belső hibaerősítők bemenete, amelyek az UPS áram- és potenciális túlterhelés elleni védelmét szolgálják. A 4-es láb egy 0-3 V-os jelbemenet a négyszöghullám-kimenet munkaciklusának beállításához, a 3-as pedig egy összehasonlító kimenet, és többféleképpen használható. További 4 (8, 9, 10, 11 számok) a tranzisztorok szabad kollektorai és emitterei 250 mA maximális megengedett terhelési árammal (hosszú távú üzemmódban legfeljebb 200 mA). Párban (9 10-el és 8 11-gyel) csatlakoztathatók az 500 mA maximális megengedett áramerősségű (folyamatos üzemmódban legfeljebb 400 mA) terepi vezérléshez.

Mi a TL494CN belső felépítése? Diagramja az alábbi ábrán látható.

A mikroáramkör beépített referencia feszültségforrással (RES) +5 V (14. sz.) rendelkezik. Általában referenciafeszültségként használják (± 1%-os pontossággal), olyan áramkörök bemeneteire táplálva, amelyek legfeljebb 10 mA-t fogyasztanak, például a 13-as érintkezőhöz az egy- vagy kétciklusú üzemmódok kiválasztásához. mikroáramkör: ha +5 V van rajta, akkor a második mód van kiválasztva, ha mínusz tápfeszültség van rajta - az első.

A rámpafeszültség generátor (RVG) frekvenciájának beállításához kondenzátort és ellenállást használnak, amelyek az 5. és 6. érintkezőkhöz vannak csatlakoztatva. És természetesen a mikroáramkörnek vannak érintkezői a tápegység plusz és mínusz csatlakoztatásához (12-es és 7-es számok) 7-42 V tartományban.

Az ábra azt mutatja, hogy a TL494CN számos egyéb belső eszközt tartalmaz. Az alábbiakban az anyag bemutatásakor a funkcionális céljuk orosz nyelvű leírása található.

Input pin funkciók

Csakúgy, mint bármely más elektronikus eszköz. a kérdéses mikroáramkörnek saját be- és kimenetei vannak. Kezdjük az elsőkkel. A fenti TL494CN tűk listája már megtalálható. Működési céljuk orosz nyelvű leírása az alábbiakban található részletes magyarázatokkal.

1. következtetés

Ez az 1. hibaerősítő pozitív (nem invertáló) bemenete. Ha feszültsége kisebb, mint a 2. érintkező feszültsége, az 1. hibaerősítő kimenete alacsony lesz. Ha ez magasabb, mint a 2. érintkezőnél, az 1. hibaerősítő jele magas lesz. Az erősítő kimenete lényegében a pozitív bemenetet követi, referenciaként a 2-es érintkezőt használva. A hibaerősítők funkcióit az alábbiakban részletesebben ismertetjük.

2. következtetés

Ez az 1. hibaerősítő negatív (invertáló) bemenete. Ha ez a láb magasabb, mint az 1. érintkező, az 1. hibaerősítő kimenete alacsony lesz. Ha ezen a tűn a feszültség alacsonyabb, mint az 1. érintkező feszültsége, az erősítő kimenete magas lesz.

15. következtetés

Pontosan ugyanúgy működik, mint a #2. Gyakran a második hibaerősítőt nem használják a TL494CN-ben. A csatlakozó áramkör ebben az esetben tartalmazza a 15-ös érintkezőt, amely egyszerűen a 14-esre van csatlakoztatva (referenciafeszültség +5 V).

16. következtetés

Ugyanúgy működik, mint az 1-es. Általában a közös 7-eshez csatlakoztatják, ha a második hibaerősítőt nem használják. Ha a 15-ös érintkező +5V-ra, a 16-os pedig a közösre van csatlakoztatva, a második erősítő kimenete alacsony, ezért nincs hatással a chip működésére.

3. következtetés

Ez a tű és minden belső TL494CN erősítő diódákon keresztül van összekapcsolva. Ha bármelyik kimenetén a jel alacsonyról magasra változik, akkor a 3-asnál szintén magasra megy. Ha ezen a lábon a jel meghaladja a 3,3 V-ot, a kimeneti impulzusok kikapcsolnak (nulla munkaciklus). Ha a rajta lévő feszültség közel 0 V, az impulzus időtartama maximális. 0 és 3,3 V között az impulzus szélessége 50% és 0% között van (a PWM vezérlő minden egyes kimeneténél - a legtöbb eszköz 9 és 10 érintkezőjén).

Szükség esetén a 3. érintkező bemeneti jelként használható, vagy az impulzusszélesség változási sebességének csillapítására használható. Ha magas rajta a feszültség (> ~3,5V), akkor a PWM vezérlőn nincs mód az UPS-t elindítani (nem lesznek impulzusok belőle).

4. következtetés

Ez szabályozza a kimeneti impulzusok munkaciklus-tartományát (angol Dead-Time Control). Ha a rajta lévő feszültség közel 0 V, akkor a mikroáramkör a lehető legkisebb és a maximális impulzusszélességet is képes lesz kiadni (amit más bemeneti jelek határoznak meg). Ha erre a lábra körülbelül 1,5 V feszültséget kapcsolunk, a kimeneti impulzus szélessége a maximális szélesség 50%-ára korlátozódik (vagy ~25%-os munkaciklusra push-pull PWM vezérlő mód esetén). Ha a feszültség magas (>~3,5 V), nem lehet elindítani az UPS-t a TL494CN-en. Csatlakozó áramköre gyakran a 4-es számot tartalmazza, közvetlenül a földre kötve.

• Fontos megjegyezni! A 3. és 4. érintkezőnél a jelnek ~3,3 V alatt kell lennie. De mi történik, ha például közel van a +5 V-hoz? Hogyan fog akkor viselkedni a TL494CN? A rajta lévő feszültségátalakító áramkör nem fog impulzusokat generálni, pl. nem lesz kimeneti feszültség az UPS-ről.

5. következtetés

A Ct időzítő kondenzátor csatlakoztatására szolgál, a második érintkező a földhöz van kötve. A kapacitásértékek jellemzően 0,01 µF és 0,1 µF között vannak. Ennek a komponensnek az értékében bekövetkező változások a GPG frekvenciájának és a PWM vezérlő kimeneti impulzusainak megváltozásához vezetnek. Jellemzően kiváló minőségű, nagyon alacsony hőmérsékleti együtthatójú kondenzátorokat használnak (a kapacitás nagyon csekély változással a hőmérséklet függvényében).

6. következtetés

Az Rt meghajtó-beállító ellenállás csatlakoztatásához, amelynek második érintkezője földelve van. Az Rt és Ct értékei határozzák meg az FPG frekvenciáját.

• f = 1,1: (Rt x Ct).

7. következtetés

A PWM vezérlőn lévő eszközáramkör közös vezetékéhez csatlakozik.

12. következtetés

VCC betűkkel van jelölve. A TL494CN tápegység „plusz” pontjához csatlakozik. Csatlakozó áramköre általában a 12. számút tartalmazza, a tápkapcsolóhoz kötve. Sok UPS ezt a tűt használja az áramellátás (és maga az UPS) be- és kikapcsolására. Ha +12 V van rajta és a 7-es földelve van, akkor a GPN és ION mikroáramkörök működnek.

13. következtetés

Ez az üzemmód bemenete. Működését fentebb leírtuk.

Kimeneti tű funkciók

A TL494CN esetében is szerepeltek fent. Működési céljuk orosz nyelvű leírása az alábbiakban található részletes magyarázatokkal.

8. következtetés

Ez a chip 2 NPN tranzisztorral rendelkezik, amelyek a kimeneti kapcsolói. Ez a tű az 1. tranzisztor kollektora, általában állandó feszültségforráshoz (12 V) csatlakozik. Egyes készülékek áramköreiben azonban kimenetként használják, és négyszöghullám látható rajta (mint a 11-esnél).

9. következtetés

Ez az 1. tranzisztor emittere. Ez hajtja meg az UPS teljesítménytranzisztort (a legtöbb esetben FET) egy push-pull áramkörben, akár közvetlenül, akár egy közbenső tranzisztoron keresztül.

10. következtetés

Ez a 2. tranzisztor emittere. Egyciklusú üzemmódban a rajta lévő jel ugyanaz, mint a 9-es. Push-pull módban a 9. és 10. jelek ellenfázisúak, vagyis amikor a jelszint az egyiknél magas, a másiknál ​​alacsony, és fordítva. A legtöbb eszközben a szóban forgó mikroáramkör kimeneti tranzisztoros kapcsolóinak emittereiből érkező jelek nagy teljesítményű térhatású tranzisztorokat vezérelnek, amelyek akkor kapcsolnak be, ha a 9. és 10. érintkezőnél magas a feszültség (~3,5 V felett, de nem kapcsol be). bármilyen módon kapcsolódik a 3. és 4. számú 3,3 V-os szinthez).

11. következtetés

Ez a 2. tranzisztor kollektora, általában állandó feszültségforráshoz (+12 V) van kötve.

• jegyzet: A TL494CN alapú eszközökben annak csatlakozó áramköre az 1. és 2. tranzisztorok kollektorait és emittereit is tartalmazhatja a PWM vezérlő kimeneteként, bár a második lehetőség gyakoribb. Vannak azonban olyan opciók, amikor pontosan a 8-as és 11-es érintkező a kimenet. Ha kis transzformátort talál a mikroáramkör és a térhatású tranzisztorok közötti áramkörben, akkor a kimeneti jel nagy valószínűséggel tőlük származik (a kollektorokból).

14. következtetés

Ez az ION kimenet, szintén fentebb leírtuk.

Működés elve

Hogyan működik a TL494CN chip? Leírjuk a működését a Motorola, Inc. anyagai alapján. Az impulzusszélesség-modulációs kimenet a Ct kondenzátor pozitív rámpajelének összehasonlításával érhető el a két vezérlőjel valamelyikével. A NOR logikai áramkörök vezérlik a Q1 és Q2 kimeneti tranzisztorokat, és csak akkor nyitják meg őket, ha a flip-flop órabemenetén (C1) a jel lecsökken (lásd a TL494CN működési diagramot).

Így, ha a trigger C1 bemenete logikai egy szinten van, akkor a kimeneti tranzisztorok mindkét üzemmódban zárva vannak: egyciklusú és push-pull. Ha ezen a bemeneten van jel, akkor push-pull módban a tranzisztor egyesével nyit, amikor az órajel impulzus levágása megérkezik a triggerre. Egyvégű módban a flip-flop nem használatos, és mindkét kimeneti kapcsoló szinkronban nyílik.

Ez a nyitott állapot (mindkét módban) csak a GPG periódus azon szakaszában lehetséges, amikor a fűrészfog feszültség nagyobb, mint a vezérlőjelek. Így a vezérlőjel értékének növekedése vagy csökkenése a mikroáramkör kimenetein a feszültségimpulzusok szélességének megfelelő lineáris növekedését vagy csökkenését okozza.

Vezérlőjelként a 4. érintkező feszültsége (holtidő szabályozás), a hibaerősítők bemenetei, vagy a 3. érintkezőről érkező visszacsatoló jelek használhatók.

A mikroáramkörrel való munka első lépései

Mielőtt bármilyen hasznos eszközt készítene, javasoljuk, hogy ismerkedjen meg a TL494CN működésével. Hogyan ellenőrizhető a működése?

Fogja meg a kenyérsütődeszkát, helyezze rá a chipet, és csatlakoztassa a vezetékeket az alábbi ábra szerint.

Ha minden megfelelően van csatlakoztatva, az áramkör működik. A 3. és 4. tűt ne hagyja szabadon. Használja az oszcilloszkópot a GPG működésének ellenőrzéséhez – fűrészfog feszültséget kell látnia a 6. érintkezőn. A kimenetek nullák lesznek. Hogyan határozható meg a teljesítményük a TL494CN-ben. A következőképpen ellenőrizhető:

1. Csatlakoztassa a visszacsatoló kimenetet (3. sz.) és a holtidő vezérlő kimenetét (4. sz.) a közös kapocshoz (7. sz.).
2. Most téglalap alakú impulzusokat kell érzékelnie a mikroáramkör kimenetein.

Hogyan lehet felerősíteni a kimeneti jelet?

A TL494CN kimenete meglehetősen alacsony áramerősségű, és persze több teljesítményre vágyik. Tehát hozzá kell adnunk néhány teljesítménytranzisztort. A legkönnyebben használható (és nagyon könnyen beszerezhető - egy régi számítógépes alaplapról) az n-csatornás tápellátású MOSFET-ek. Ugyanakkor meg kell invertálnunk a TL494CN kimenetét, mert ha n-csatornás MOSFET-et kötünk rá, akkor impulzus hiányában a mikroáramkör kimenetén nyitott lesz az egyenáram áramlására. . Lehet, hogy egyszerűen kiég... Tehát kiveszünk egy univerzális NPN tranzisztort és az alábbi ábra szerint csatlakoztatjuk.

A MOSFET teljesítménye ebben az áramkörben passzív módban van vezérelve. Nem túl jó, de tesztelésre és kis fogyasztásra jó. Az R1 az áramkörben az NPN tranzisztor terhelése. Válassza ki a maximális kollektoráram kapacitásának megfelelően. Az R2 a teljesítményfokozatunk terhelését jelenti. A következő kísérletekben transzformátorral helyettesítjük.

Ha most megnézzük a jelet a mikroáramkör 6. érintkezőjénél oszcilloszkóppal, akkor egy „fűrészt” fogunk látni. A 8-asnál (K1) még mindig téglalap alakú impulzusok láthatók, a MOS tranzisztor leeresztőjénél pedig azonos alakú, de nagyobb nagyságú impulzusok.

Hogyan lehet növelni a kimeneti feszültséget?

Most szerezzünk magasabb feszültséget a TL494CN használatával. A kapcsolási és kapcsolási rajz ugyanaz - a kenyérlapon. Természetesen lehetetlen elég nagy feszültséget szerezni rajta, főleg, hogy a teljesítmény MOS tranzisztorokon nincs hűtőborda. És mégis, csatlakoztasson egy kis transzformátort a végfokozathoz, ennek a diagramnak megfelelően.

A transzformátor primer tekercse 10 fordulatot tartalmaz. A szekunder tekercs körülbelül 100 fordulatot tartalmaz. Tehát az átalakítási arány 10. Ha 10V-ot adsz az elsődlegesre, akkor kb 100V-ot kell kapnod. A mag ferritből készül. Használhat néhány közepes méretű magot egy PC tápegység transzformátorából.

Legyen óvatos, a transzformátor kimenete magas feszültség alatt van. Az áram nagyon alacsony, és nem fog megölni. De jó ütést kaphat. Egy másik veszély az, hogy ha egy nagy kondenzátort telepít a kimenetre, akkor az nagy töltést halmoz fel. Ezért az áramkör kikapcsolása után le kell meríteni.

Az áramkör kimenetén bármilyen jelzőfényt bekapcsolhat, például egy izzót, mint az alábbi képen.

Egyenfeszültségről működik, és körülbelül 160 V-ra van szüksége a világításához. (A teljes készülék tápellátása körülbelül 15 V - egy nagyságrenddel alacsonyabb.)

A transzformátor kimenettel rendelkező áramkört széles körben használják minden UPS-ben, beleértve a PC tápegységeket is. Ezekben az eszközökben az első transzformátor, amely tranzisztoros kapcsolókon keresztül kapcsolódik a PWM vezérlő kimeneteihez, az áramkör kisfeszültségű részének, beleértve a TL494CN-t is, leválasztására szolgál a hálózati feszültségtranszformátort tartalmazó nagyfeszültségű részétől.

Feszültségszabályozó

A házilag készített kis elektronikai eszközökben általában a TL494CN szabványú PC UPS biztosítja az áramellátást. A PC-táp bekötési rajza jól ismert, és maguk az egységek is könnyen hozzáférhetők, hiszen évente több millió régi PC-t dobnak ki vagy adnak el alkatrésznek. Ám ezek az UPS-ek általában 12 V-nál nem magasabb feszültséget állítanak elő. Ez túl alacsony egy frekvenciaváltóhoz. Természetesen megpróbálhatna nagyobb feszültségű PC UPS-t használni 25 V-ra, de nehéz lenne megtalálni, és túl sok teljesítmény oszlana el 5 V-nál a logikai kapukban.

A TL494-en (vagy analógokon) azonban bármilyen áramkört építhet megnövelt teljesítményű és feszültségű kimenettel. A PC UPS tipikus alkatrészeinek és az alaplapi MOSFET tápellátásának felhasználásával PWM feszültségszabályozót építhet a TL494CN segítségével. Az átalakító áramköre az alábbi ábrán látható.

Rajta látható a mikroáramkör és a kimeneti fokozat kapcsolási rajza két tranzisztor segítségével: egy univerzális npn- és egy erős MOS.

Fő részek: T1, Q1, L1, D1. A bipoláris T1 egy leegyszerűsített módon csatlakoztatott teljesítmény MOSFET vezérlésére szolgál, ún. "passzív". Az L1 egy régi HP nyomtató induktív fojtótekercse (kb. 50 fordulat, 1 cm magas, 0,5 cm széles tekercsekkel, nyitott fojtótekercs). A D1 egy másik eszközről származik. A TL494 a fentiekhez képest alternatív módon csatlakozik, bár bármelyik módszer használható.

A C8 egy kis kondenzátor, amely megakadályozza, hogy a zaj behatoljon a hibaerősítő bemenetére, a 0,01 uF érték többé-kevésbé normális. A nagy értékek lelassítják a kívánt feszültség beállítását.

A C6 még kisebb kondenzátor, nagyfrekvenciás interferencia szűrésére szolgál. Kapacitása akár több száz pikofarad is lehet.

Ez a projekt az egyik leghosszabb, amit csináltam. Egy személy tápegységet rendelt egy végerősítőhöz.
Korábban soha nem volt lehetőségem ilyen erős, stabilizált típusú impulzusgenerátorokat készíteni, bár van tapasztalatom az összeszerelésben IIP elég nagy. Az összeszerelés során sok probléma volt. Kezdetben azt szeretném mondani, hogy a séma gyakran megtalálható az interneten, pontosabban a webhelyen, egy intervallumban, de.... a séma kezdetben nem ideális, hibákat tartalmaz, és valószínűleg nem fog működni, ha összeállítja pontosan az oldalról származó séma szerint.

Konkrétan a generátor bekötési rajzán változtattam és az adatlapból vettem a diagramot. A vezérlő áramkör tápegységét átépítettem, párhuzamosan kapcsolt 2 wattos ellenállások helyett külön 15 Volt 2 Amperes SMPS-t használtam, amivel sok gondtól lehetett megszabadulni.
Néhány komponenst kicseréltem a kényelemnek megfelelően, és mindent részenként indítottam el, minden csomópontot külön konfigurálva.
Néhány szó a tápegység kialakításáról. Ez egy nagy teljesítményű, híd topológián alapuló kapcsoló hálózati tápegység, kimeneti feszültségstabilizátorral, rövidzárlat- és túlterhelés-védelemmel rendelkezik, mindezen funkciók állíthatók.
A teljesítmény az én esetemben 2000 watt, de az áramkör akár 4000 wattot is könnyedén eltávolíthat, ha kicseréli a kulcsokat, a hidat és feltölti 4000 uF elektrolittal. Az elektrolitokat illetően a kapacitás kiválasztása 1 watt - 1 µF számítás alapján történik.
Diódahíd - 30 Amper 1000 Volt - kész szerelvény, saját külön légáramlással (hűtővel) rendelkezik
Hálózati biztosíték 25-30 Amper.
Tranzisztorok - IRFP460, próbáljon meg 450-700 Volt feszültségű tranzisztorokat választani, amelyek a legalacsonyabb kapukapacitással és a kapcsoló nyitott csatornájának legkisebb ellenállásával rendelkeznek. Nálam ezek a kulcsok voltak az egyetlen lehetőség, bár hídáramkörben ezek biztosítják az adott teljesítményt. Közös hűtőbordára kell felszerelni őket, a hűtőborda intenzív hűtést igényel.
Lágyindítás mód relé - 30 A 12 voltos tekerccsel. Kezdetben, amikor az egységet 220 V-os hálózatra csatlakoztatják, az indítóáram olyan nagy, hogy elégetheti a hidat és még sok mást, ezért az ilyen típusú tápegységekhez lágyindítási mód szükséges. Ha egy korlátozó ellenálláson keresztül csatlakozik a hálózathoz (esetemben 3x22Ohm 5 Watt sorosan kapcsolt ellenállások lánca), az elektrolitok feltöltődnek. Ha rajtuk a feszültség elég magas, akkor aktiválódik a vezérlőáramkör tápellátása (15 Volt 2 Amper), amely lezárja a relét, és ez utóbbin keresztül jut az áramkörhöz a fő (táp) táp.
Transzformátor - az én esetemben 4 gyűrűn, 45x28x8 2000 NM, a mag nem kritikus, és mindent, ami ehhez kapcsolódik, speciális programokkal kell kiszámítani, ugyanez a csoportstabilizáló kimeneti fojtótekercsekkel.

A készülékemben 3 tekercs van, mindegyik bipoláris feszültséget biztosít. Az első (fő, teljesítmény) tekercs +/-45 volt 20 A áramerősséggel - az UMZCH fő kimeneti fokozatainak (áramerősítő) táplálására, a második +/-55 volt 1,5 amper - a az erősítő diff fokozatai, a harmadik +/- 15 a szűrőegység táplálására.

A generátor rá van építve TL494 80 kHz-re hangolva, a meghajtón túl IR2110 a kulcsok kezelésére.
Az áramváltó egy 2000 NM-es 20x12x6 gyűrűre van feltekerve - a szekunder tekercs 0,3 mm-es MGTF vezetékkel van feltekerve, és 2x45 fordulatból áll.
A kimeneti részben minden szabványos KD2997 diódákból álló hidat használnak egyenirányítóként a fő teljesítmény tekercshez - 30 amper árammal. Az 55 voltos tekercs hídja az UF5408 diódák, a kis teljesítményű 15 voltos tekercseknél pedig az UF4007. Csak gyors vagy ultragyors diódákat használjon, bár normál impulzusdiódákat is használhat legalább 150-200 Volt fordított feszültséggel (a diódák feszültsége és árama a tekercselés paramétereitől függ).
Az egyenirányító utáni kondenzátorok 100 Voltba kerülnek (margóval), kapacitása 1000 μF, de persze magán az erősítőlapon is több lesz.

A kezdeti áramkör hibaelhárítása.
A diagramomat nem adom meg, mivel nem sokban különbözik a feltüntetetttől. Csak annyit mondok, hogy a 15-ös körben leakasztjuk a TL csapot a 16-ról és forrasztjuk a 13/14-es tűkre. Ezután eltávolítjuk az R16/19/20/22 2 wattos ellenállásokat, és a vezérlőegységet egy különálló, 16-18 voltos, 1-2 amperes tápegységgel látjuk el.
Az R29 ellenállást 6,8-10 kOhm-ra cseréljük. Az SA3/SA4 gombokat kizárjuk az áramkörből (semmiképpen ne zárjuk rövidre őket! Gömb lesz!). Cseréljük az R8/R9-et - az első csatlakoztatáskor kiégnek, ezért 5 wattos 47-68 Ohm ellenállásra cseréljük, több sorba kapcsolt ellenállást használhat a megadott teljesítménnyel.
R42 - cserélje ki a szükséges stabilizációs feszültségű zener-diódára. Erősen javaslom az összes változó ellenállás használatát a többfordulatú áramkörben a legpontosabb beállítások érdekében.
A feszültség stabilizálásának minimális határa 18-25 Volt, akkor a generálás meghiúsul.

A CIKKET A. V. GOLOVKOV és V. B. LYUBITSZKIJ „TÁPELLÁTÁS AZ IBM PC-XT/AT TYPE RENDSZERMODULAIHOZ A „LAD&N” Moszkva 1995. KIADÓ KÖNYVE ALAPJÁN KÉSZÜLTETTE, az Internetről elektronikusan letöltve

VEZÉRLŐ IC TL494

A modern UPS-ekben általában speciális integrált áramköröket (IC-ket) használnak az átalakító teljesítménytranzisztorainak kapcsolófeszültségének előállítására.
Az UPS normál működését biztosító ideális vezérlő IC-nek PWM módban meg kell felelnie a legtöbb alábbi feltételnek:
üzemi feszültség legfeljebb 40 V;
rendkívül stabil, termikusan stabilizált referenciafeszültségforrás jelenléte;
fűrészfogú feszültséggenerátor jelenléte
a programozható lágyindítás külső jellel történő szinkronizálásának lehetőségének biztosítása;
nagy közös módú feszültségű mismatch jelerősítő jelenléte;
PWM komparátor jelenléte;
impulzusvezérelt trigger jelenléte;
egy kétcsatornás pre-terminális kaszkád jelenléte rövidzárlatvédelemmel;
kettős impulzus elnyomás logika jelenléte;
a kimeneti feszültségek szimmetriáját korrigáló eszközök rendelkezésre állása;
áramkorlátozás jelenléte a közös üzemmódú feszültségek széles tartományában, valamint áramkorlátozás minden egyes periódusban vészhelyzeti leállással;
automatikus vezérlés elérhetősége közvetlen sebességváltóval;
leállás biztosítása, amikor a tápfeszültség csökken;
túlfeszültség-védelem biztosítása;
a TTL/CMOS logikával való kompatibilitás biztosítása;
távoli be- és kikapcsolást biztosít.

11. ábra: TL494 vezérlő chip és kivezetése.

Az esetek túlnyomó többségében a TEXAS INSTRUMENT (USA) által gyártott TL494CN típusú mikroáramkört használják a vizsgált UPS osztály vezérlő áramköreként (11. ábra). A fent felsorolt ​​funkciók többségét megvalósítja, és számos külföldi cég gyártja különböző néven. Például a SHARP cég (Japán) gyártja az IR3M02 mikroáramkört, a FAIRCHILD cég (USA) - UA494, a SAMSUNG cég (Korea) - KA7500, a FUJITSU cég (Japán) - MB3759 stb. Mindezek a mikroáramkörök teljes analógjai a hazai KR1114EU4 mikroáramkörnek. Tekintsük részletesen ennek a vezérlő chipnek a kialakítását és működését. Kifejezetten az UPS tápegységének vezérlésére tervezték, és tartalmazza (12. ábra):

12. ábra: A TL494 IC működési diagramja

DA6 rámpafeszültség generátor; a GPG frekvenciát az 5. és 6. érintkezőhöz csatlakoztatott ellenállás és kondenzátor értéke határozza meg, és a vizsgált tápegység osztályában körülbelül 60 kHz-re van kiválasztva;
stabilizált referencia feszültségforrás DA5 (Uref=+5,OB) külső kimenettel (14-es érintkező);
holtzóna komparátor DA1;
PWM komparátor DA2;
feszültséghiba erősítő DA3;
hibaerősítő DA4 áramkorlátozó jelhez;
két VT1 és VT2 kimeneti tranzisztor nyitott kollektorokkal és emitterekkel;
dinamikus push-pull D-trigger frekvenciaosztásos üzemmódban 2-vel - DD2;
kiegészítő logikai elemek DD1 (2-VAGY), DD3 (2ND), DD4 (2ND), DD5 (2-VAGY-NEM), DD6 (2-VAGY-NEM), DD7 (NEM);
állandó feszültségű forrás 0,1BDA7 névleges értékkel;
0,7 mA névleges értékű egyenáramú forrás DA8.
A vezérlő áramkör elindul, azaz. impulzussorozatok jelennek meg a 8-as és 11-es érintkezőkön, ha a 12-es érintkezőre tápfeszültséget kapcsolnak, amelynek szintje a +7 és +40 V közötti tartományban van. A TL494 IC-ben található funkcionális egységek teljes készlete felosztható digitális és analóg részre (digitális és analóg jelutak). Az analóg rész tartalmazza a DA3, DA4 hibaerősítőket, a DA1, DA2 komparátorokat, a DA6 fűrészfogú feszültséggenerátort, valamint a DA5, DA7, DA8 segédforrásokat. Minden más elem, beleértve a kimeneti tranzisztorokat is, a digitális részt (digitális utat) alkotja.

13. ábra A TL494 IC működése névleges üzemmódban: U3, U4, U5 - feszültségek a 3, 4, 5 érintkezőkön.

Nézzük először a digitális út működését. ábrán láthatóak a mikroáramkör működését magyarázó időzítési diagramok. 13. Az időzítési diagramokból jól látható, hogy a mikroáramkör kimeneti vezérlőimpulzusainak megjelenési pillanatait, valamint időtartamát (12. és 13. diagram) a DD1 logikai elem kimenetének állapota határozza meg (5. ábra). ). A „logika” többi része csak a DD1 kimeneti impulzusainak két csatornára osztásának segédfunkcióját látja el. Ebben az esetben a mikroáramkör kimeneti impulzusainak időtartamát a VT1, VT2 kimeneti tranzisztorok nyitott állapotának időtartama határozza meg. Mivel mindkét tranzisztor nyitott kollektorral és emitterrel rendelkezik, kétféleképpen csatlakoztathatók. Ha egy közös emitterrel rendelkező áramkör szerint kapcsolják be, a kimeneti impulzusokat eltávolítják a tranzisztorok külső kollektor terheléseiről (a mikroáramkör 8-as és 11-es érintkezőiről), és magukat az impulzusokat a pozitív szintről lefelé irányítják (a vezető az impulzusok szélei negatívak). A tranzisztorok emitterei (a mikroáramkör 9. és 10. érintkezője) ebben az esetben általában földelve vannak. Közös kollektoros áramköri bekapcsoláskor a tranzisztorok emittereire külső terhelések kapcsolódnak, és az ebben az esetben túlfeszültségekkel irányított kimeneti impulzusok (az impulzusok elülső élei pozitívak) eltávolításra kerülnek a tranzisztorok emittereiről. VT1, VT2 tranzisztorok. Ezeknek a tranzisztoroknak a kollektorai a vezérlőchip (Upom) tápbusszal vannak összekötve.
A TL494 mikroáramkör digitális részének részét képező fennmaradó funkcionális egységek kimeneti impulzusai felfelé irányulnak, függetlenül a mikroáramkör kapcsolási rajzától.
A DD2 trigger egy push-pull dinamikus D flip-flop. Működésének elve a következő. A DD1 elem kimeneti impulzusának bevezető (pozitív) élére a DD2 flip-flop D bemenetének állapota kerül a belső regiszterbe. Fizikailag ez azt jelenti, hogy a DD2-ben található két flip-flop közül az első át van kapcsolva. Amikor a DD1 elem kimenetén az impulzus véget ér, a DD2-n belüli második flip-flop az impulzus lefutó (negatív) éle mentén átkapcsol, és a DD2 kimenetek állapota megváltozik (a D bemenetről olvasott információ a Q kimeneten jelenik meg) . Ez kiküszöböli annak lehetőségét, hogy a VT1, VT2 tranzisztorok alján egy perióduson belül kétszer megjelenjen egy feloldó impulzus. Valójában mindaddig, amíg a DD2 trigger C bemenetének impulzusszintje nem változik, a kimeneteinek állapota nem változik. Ezért az impulzus az egyik csatornán, például a felső csatornán (DD3, DD5, VT1) keresztül kerül a mikroáramkör kimenetére. Amikor az impulzus a C bemeneten véget ér, a trigger DD2 kapcsol, zárolja a felső csatornát és feloldja az alsó csatornát (DD4, DD6, VT2). Ezért a következő impulzus, amely a C bemenetre és a DD5, DD6 bemenetekre érkezik, az alsó csatornán keresztül kerül a mikroáramkör kimenetére. Így a DD1 elem mindegyik kimeneti impulzusa negatív élével kapcsolja a DD2 triggert, és ezáltal megváltoztatja a következő impulzus áthaladási csatornáját. Ezért a vezérlő mikroáramkör referenciaanyaga azt jelzi, hogy a mikroáramkör architektúrája kettős impulzuselnyomást biztosít, azaz. kiküszöböli a periódusonként ugyanazon a tranzisztoron alapuló két feloldó impulzus megjelenését.
Tekintsük részletesen a mikroáramkör digitális útjának működési periódusát.
A felső (VT1) vagy alsó (VT2) csatorna kimeneti tranzisztorán alapuló feloldó impulzus megjelenését a DD5, DD6 ("2OR-NOT") elemek működési logikája és a DD3 elemek állapota határozza meg, DD4 („2AND”), amelyet viszont a DD2 trigger állapota határoz meg.
A 2-OR-NOT elem működési logikája, mint ismeretes, hogy egy ilyen elem kimenetén csak akkor jelenik meg magas szintű feszültség (logikai 1), ha alacsony feszültségszintek (logikai 0) vannak mindkét bemenetét. A bemeneti jelek egyéb lehetséges kombinációinál a 2. VAGY NEM elem kimenete alacsony feszültségszinttel rendelkezik (logikai 0). Ezért ha a DD2 trigger Q kimenetén logikai 1 (a 13. ábra 5. diagramjának ti momentuma), a /Q kimenetén pedig logikai 0, akkor a DD3 elem mindkét bemenetén (2I) ) logikai 1 lesz, és ezért egy logikai 1 jelenik meg a DD3 kimeneten, tehát a felső csatorna DD5 (2OR-NOT) elemének egyik bemenetén. Ezért a DD1 elem kimenetéről ennek az elemnek a második bemenetére érkező jel szintjétől függetlenül a DD5 kimenet állapota logikai O lesz, és a VT1 tranzisztor zárt állapotban marad. A DD4 elem kimeneti állapota logikai 0 lesz, mert A logikai 0 a DD4 egyik bemenetén van, és oda a flip-flop DD2 /Q kimenetéről érkezik. A DD4 elem kimenetének logikai 0-ja a DD6 elem egyik bemenetére kerül, és lehetővé teszi egy impulzus áthaladását az alsó csatornán. Ez a pozitív polaritású impulzus (logikai 1) megjelenik a DD6 kimenetén, tehát a VT2 bázisán a DD1 elem kimeneti impulzusai közötti szünetben (vagyis arra az időre, amikor a DD1 kimenetén logikai 0 van). - az 5. diagram trt2 intervalluma, 13. ábra). Ezért a VT2 tranzisztor kinyílik, és a kollektorán megjelenik egy impulzus, amely a pozitív szintről lefelé löki ki (ha egy közös emitterrel rendelkező áramkör szerint van csatlakoztatva).
A DD1 elem következő kimeneti impulzusának kezdete (a 13. ábra 5. diagramjának t2 momentuma) nem változtatja meg a mikroáramkör digitális útja elemeinek állapotát, kivéve a DD6 elemet, amelynek kimenetén egy logikai 0 jelenik meg, és ezért a VT2 tranzisztor bezárul. A DD1 kimeneti impulzus befejeződése (ta momentum) a DD2 trigger kimeneteinek állapotában az ellenkezőjére változik (logikai 0 - a Q kimeneten, logikai 1 - a /Q kimeneten). Ezért a DD3, DD4 elemek kimeneteinek állapota megváltozik (a DD3 kimenetén - logikai 0, a DD4 kimenetén - logikai 1). A DD1 elem kimenetén!3 pillanatban kezdődött szünet lehetővé teszi a felső csatorna VT1 tranzisztorának kinyitását. A DD3 elem kimenetén a logikai 0 „megerősíti” ezt a lehetőséget, és a VT1 tranzisztoron alapuló feloldó impulzus valódi megjelenésévé változtatja. Ez az impulzus az U pillanatig tart, majd a VT1 bezárul és a folyamatok megismétlődnek.
Így a mikroáramkör digitális útja működésének fő gondolata az, hogy a kimeneti impulzus időtartamát a 8-as és 11-es (vagy a 9-es és 10-es érintkezőknél) az áramkörök közötti szünet időtartama határozza meg. a DD1 elem kimeneti impulzusai. A DD3, DD4 elemek meghatározzák az impulzus áthaladásának csatornáját alacsony szintű jel segítségével, amelynek megjelenése váltakozik a DD2 trigger Q és /Q kimenetein, amelyeket ugyanaz a DD1 elem vezérel. A DD5, DD6 elemek alacsony szintű illesztő áramkörök.
A mikroáramkör funkcióinak leírásának befejezéséhez még egy fontos jellemzőt kell megjegyezni. Amint az ábrán látható funkcionális diagramból látható, a DD3, DD4 elemek bemenetei egyesítve vannak, és a mikroáramkör 13-as érintkezőjére kerülnek. Ezért, ha a logikai 1-et alkalmazzuk a 13-as érintkezőre, akkor a DD3, DD4 elemek a DD2 trigger Q és /Q kimeneteiből származó információ ismétlőiként működnek. Ebben az esetben a DD5, DD6 elemek és a VT1, VT2 tranzisztorok fél periódusos fáziseltolással kapcsolnak, biztosítva a szünetmentes tápegység tápegységének működését, push-pull félhíd áramkör szerint. Ha a 13-as érintkezőre logikai 0 kerül, akkor a DD3, DD4 elemek blokkolva lesznek, azaz. ezen elemek kimeneteinek állapota nem változik (konstans logikai 0). Ezért a DD1 elem kimeneti impulzusai ugyanúgy hatnak a DD5, DD6 elemekre. A DD5, DD6 elemek és így a VT1, VT2 kimeneti tranzisztorok fáziseltolás nélkül (egyidejűleg) kapcsolnak. A vezérlő mikroáramkör ezen üzemmódja akkor használatos, ha az UPS tápegysége egyciklusú áramkör szerint készül. Ebben az esetben a mikroáramkör mindkét kimeneti tranzisztorának kollektorait és emittereit kombinálják a teljesítmény növelése érdekében.
A kimeneti feszültséget „kemény” logikai egységként használják a push-pull áramkörökben
az Uref chip belső forrása (a chip 13-as érintkezője a 14-es érintkezővel van kombinálva).
Most nézzük meg a mikroáramkör analóg áramkörének működését.
A DD1 kimenet állapotát a DA2 PWM komparátor (4. ábra) kimeneti jele határozza meg, amely az egyik DD1 bemenetre kerül. A DA1 komparátor kimeneti jele (2. ábra), amely a DD1 második bemenetére kerül, nem befolyásolja a DD1 kimenet állapotát normál üzemben, amelyet a DA2 PWM komparátor szélesebb kimeneti impulzusai határoznak meg.
Ezen túlmenően a 13. ábra diagramjaiból jól látható, hogy amikor a feszültségszint változik a PWM komparátor nem invertáló bemenetén (3. ábra), akkor a mikroáramkör kimeneti impulzusainak szélessége (12., 13. diagram) arányosan változtat. Normál üzemben a DA2 PWM-komparátor nem invertáló bemenetén a feszültségszintet csak a DA3 hibaerősítő kimeneti feszültsége határozza meg (mivel az meghaladja a DA4 erősítő kimeneti feszültségét), amely a DA3 erősítő kimeneti feszültségétől függ. visszacsatoló jel a nem invertáló bemenetén (a mikroáramkör 1. érintkezője). Ezért amikor a mikroáramkör 1. érintkezőjére visszacsatoló jelet adunk, a kimeneti vezérlő impulzusok szélessége a visszacsatoló jel szintjének változásával arányosan változik, ami viszont a szint változásával arányosan változik. az UPS kimeneti feszültségétől, mert A visszajelzés onnan jön.
A mikroáramkör 8. és 11. érintkezőjén a kimeneti impulzusok közötti időintervallumokat, amikor mindkét VT1 és VT2 kimeneti tranzisztor zárva van, „holt zónáknak” nevezzük.
A DA1 komparátort „holt zóna” komparátornak nevezik, mert meghatározza annak minimális lehetséges időtartamát. Magyarázzuk meg ezt részletesebben.
A 13. ábra időzítési diagramjaiból az következik, hogy ha a DA2 PWM komparátor kimeneti impulzusainak szélessége valamilyen okból csökken, akkor ezeknek az impulzusoknak egy bizonyos szélességétől kezdve a DA1 komparátor kimeneti impulzusai szélesebbek lesznek, mint a A DA2 PWM-komparátor kimeneti impulzusait, és elkezdi meghatározni a DD1 logikai elem kimeneti állapotát, és ezért. a mikroáramkör kimeneti impulzusainak szélessége. Más szavakkal, a DA1 komparátor egy bizonyos maximális szinten korlátozza a mikroáramkör kimeneti impulzusainak szélességét. A korlátozási szintet a DA1 komparátor (a mikroáramkör 4-es érintkezője) nem invertáló bemenetének potenciálja határozza meg állandósult állapotban. Másrészt azonban a 4-es érintkező potenciálja határozza meg a mikroáramkör kimeneti impulzusainak szélességbeállítási tartományát. Ahogy a 4. érintkezőnél nő a potenciál, ez a tartomány szűkül. A legszélesebb beállítási tartomány akkor érhető el, ha a 4. érintkezőnél a potenciál 0.
Ebben az esetben azonban fennáll annak a veszélye, hogy a „holt zóna” szélessége 0-val egyenlővé válhat (például az UPS-ből felvett áram jelentős növekedése esetén). Ez azt jelenti, hogy a mikroáramkör 8. és 11. érintkezőjén lévő vezérlőimpulzusok közvetlenül követik egymást. Emiatt a „rack meghibásodásaként” ismert helyzet előállhat. Ezt az inverter teljesítménytranzisztorainak tehetetlensége magyarázza, amelyek nem tudnak azonnal nyitni és zárni. Ezért, ha egyidejűleg alkalmaz egy reteszelő jelet egy korábban nyitott tranzisztor bázisára, és egy feloldó jelet egy zárt tranzisztor alapjára (azaz nulla „holt zónával”), akkor olyan helyzetet kap, amelyben egy tranzisztor még nem zárt be, a másik pedig már nyitva van. Ezután a félhíd tranzisztorállványa mentén meghibásodás következik be, amely az átmenő áram áramlásából áll mindkét tranzisztoron keresztül. Ez az áram, amint az az ábrán látható diagramból látható. 5, megkerüli a teljesítménytranszformátor primer tekercsét, és gyakorlatilag korlátlan. Az áramvédelem ebben az esetben nem működik, mert nem folyik át az áram az áramérzékelőn (az ábrán nem látható; az alkalmazott áramérzékelők felépítéséről és működési elvéről a következő fejezetekben lesz részletesen szó), ami azt jelenti, hogy ez az érzékelő nem tud jelet kiadni a vezérlőáramkörnek. Ezért az átmenő áram nagyon rövid idő alatt nagyon nagy értéket ér el. Ez mindkét teljesítménytranzisztoron felszabaduló teljesítmény meredek növekedéséhez és szinte azonnali meghibásodáshoz (általában meghibásodáshoz) vezet. Ezenkívül a teljesítmény-egyenirányító híd diódái megsérülhetnek az átmenő áram beindítása miatt. Ez a folyamat a hálózati biztosíték kiolvadásával ér véget, aminek tehetetlensége miatt nincs ideje megvédeni az áramköri elemeket, csak az elsődleges hálózatot védi a túlterheléstől.
Ezért a vezérlőfeszültség; A teljesítménytranzisztorok alapjaira táplált módon úgy kell kialakítani, hogy először az egyik tranzisztor megbízhatóan zárva legyen, és csak azután nyíljon ki a másik. Más szóval, a teljesítménytranzisztorok alapjaira táplált vezérlőimpulzusok között olyan időeltolásnak kell lennie, amely nem egyenlő nullával („holt zóna”). A „holt zóna” minimális megengedett időtartamát a tápkapcsolóként használt tranzisztorok tehetetlensége határozza meg.
A mikroáramkör architektúrája lehetővé teszi a „holt zóna” minimális időtartamának beállítását a mikroáramkör 4-es érintkezőjének potenciáljával. Ezt a potenciált az Uref mikroáramkör belső referenciaforrásának kimeneti feszültségsínéhez csatlakoztatott külső osztóval lehet beállítani.
Egyes UPS-verziók nem rendelkeznek ilyen elválasztóval. Ez azt jelenti, hogy a lágyindítási folyamat befejezése után (lásd alább) a mikroáramkör 4. érintkezőjének potenciálja 0 lesz. Ezekben az esetekben a „holt zóna” minimális lehetséges időtartama továbbra sem lesz egyenlő 0-val. hanem a DA7 (0, 1B) belső feszültségforrás határozza meg, amely a DA1 komparátor nem invertáló bemenetére csatlakozik pozitív pólusával, és a mikroáramkör 4. érintkezőjére a negatív pólusával. Így ennek a forrásnak köszönhetően a DA1 komparátor kimeneti impulzusának szélessége, és így a „holt zóna” szélessége semmilyen körülmények között nem lehet egyenlő 0-val, ami azt jelenti, hogy „meghibásodás a rack mentén” alapvetően lehetetlen lesz. Más szóval, a mikroáramkör architektúrája korlátozza a kimeneti impulzusának maximális időtartamát (a „holt zóna” minimális időtartamát). Ha a mikroáramkör 4-es érintkezőjére osztó van csatlakoztatva, akkor lágyindítás után ennek a lábnak a potenciálja nem egyenlő 0-val, ezért a DA1 komparátor kimeneti impulzusainak szélességét nem csak a DA7 belső forrás határozza meg, hanem a maradék (a lágyindítási folyamat befejezése utáni) potenciál a 4. érintkezőnél. Ugyanakkor, mint fentebb említettük, a DA2 PWM-komparátor szélességbeállításának dinamikus tartománya szűkül.

INDÍTÁSI DIAGRAM

Az indító áramkört úgy tervezték, hogy olyan feszültséget szerezzen, amely a vezérlő mikroáramkör táplálására használható, hogy az IVP bekapcsolása után elinduljon a táphálózatba. Ezért az indítás a vezérlő mikroáramkör indítását jelenti először, amely nélkül a tápegység és a teljes UPS áramkör normál működése lehetetlen.
Az indítóáramkör két különböző módon építhető fel:
öngerjesztéssel;
erőltetett stimulációval.
Öngerjesztő áramkört használnak például a GT-150W UPS-ben (14. ábra). Az egyenirányított Uep hálózati feszültséget az R5, R3, R6, R4 rezisztív osztó táplálja, amely mindkét Q1 és Q2 bekapcsológomb tranzisztor alapja. Ezért a tranzisztorokon keresztül a C5, C6 (Uep) kondenzátorok teljes feszültségének hatására bázisáram kezd átfolyni az áramkörön (+)C5 - R5 - R7 - 6-e Q1 - R6 - R8 - 6 -e Q2 - a primer oldal „közös vezetéke” - (-)C6.
Mindkét tranzisztort kissé kinyitja ez az áram. Ennek eredményeként kölcsönösen ellentétes irányú áramok kezdenek átfolyni mindkét tranzisztor kollektor-emitter szakaszán az áramkörök mentén:
Q1-ig: (+)C5 - +310 V busz - Q1 - 5-6 T1 -1-2 T2-C9- (-)C5.
Q2-ig: (+)C6 - C9 - 2-1 T2 - 6-5 T1 - Q2 - az elsődleges oldal "közös vezetéke" - (-)C6.

14. ábra: A GT-150W UPS öngerjesztett indítási diagramja.

Ha az ellentétes irányú 5-6 T1 további (indító) fordulaton átfolyó mindkét áram egyenlő lenne, akkor a keletkező áram 0 lenne, és az áramkör nem tudna elindulni.
A Q1, Q2 tranzisztorok áramerősítési tényezőinek technológiai elterjedése miatt azonban az egyik áram mindig nagyobb, mint a másik, mert a tranzisztorok enyhén nyitottak különböző mértékben. Ezért a kapott áram az 5-6 T1 fordulatokon nem egyenlő 0-val, és van egy vagy másik irányú. Tegyük fel, hogy a Q1 tranzisztoron áthaladó áram dominál (vagyis Q1 nyitottabb, mint Q2), és ezért az áram a T1 5. érintkezőjétől a 6. érintkezőjébe folyik. A további érvelések ezen a feltételezésen alapulnak.
Az igazságosság kedvéért azonban meg kell jegyezni, hogy a Q2 tranzisztoron átmenő áram is domináns lehet, és akkor az alábbiakban ismertetett összes folyamat a Q2 tranzisztorra vonatkozik.
A T1 5-6 menetein keresztül áramló áram kölcsönös indukciós EMF megjelenését okozza a T1 vezérlőtranszformátor összes tekercsén. Ebben az esetben (+) EMF fordul elő a 4-es érintkezőnél az 5-ös érintkezőhöz képest, és ennek az EMF-nek a hatására további áram folyik be a Q1-es bázisba, enyhén kinyitva az áramkörön keresztül: 4 T1 - D7-R9-R7-6- 3 Q1 - 5 T1.
Ugyanakkor a (-) EMF megjelenik a T1 7. érintkezőjén a 8. érintkezőhöz képest, azaz. ennek az EMF-nek a polaritása blokkolja a Q2-t, és bezárul. Ezután a pozitív visszacsatolás (POF) lép életbe. Hatása az, hogy a Q1 kollektor-emitter szakaszon áthaladó áramerősödéssel és 5-6 T1 fordulattal egy növekvő EMF hat a 4-5 T1 tekercsre, ami további bázisáramot hozva létre a Q1 számára, még nagyobb mértékben nyitja azt. . Ez a folyamat lavinaszerűen fejlődik (nagyon gyorsan), és a Q1 teljes kinyílásához és a Q2 reteszeléséhez vezet. Lineárisan növekvő áram kezd átfolyni a nyitott Q1-en és a T2 teljesítményimpulzus-transzformátor 1-2 primer tekercsén, ami kölcsönös indukciós EMF-impulzus megjelenését okozza a T2 összes tekercsén. A 7-5 tekercs T2 impulzusa feltölti a C22 tárolókapacitást. Feszültség jelenik meg a C22-n, amely a TL494 típusú IC1 vezérlőchip 12-es érintkezőjének és a megfelelő fokozatnak a tápellátásaként van ellátva. A mikroáramkör elindul, és téglalap alakú impulzussorozatokat generál a 11, 8 érintkezőkön, amelyekkel a Q1, Q2 tápkapcsolók elkezdenek kapcsolni az illesztési fokozaton (Q3, Q4, T1) keresztül. A névleges szintű impulzus EMF megjelenik a T2 teljesítménytranszformátor összes tekercsén. Ebben az esetben a 3-5 és 7-5 tekercsekből származó EMF folyamatosan táplálja a C22-t, állandó feszültségszintet fenntartva rajta (körülbelül +27 V). Más szóval, a mikroáramkör a visszacsatoló gyűrűn keresztül kezdi táplálni magát (öntáplálás). Az egység működési módba lép. A mikroáramkör és az illesztőfokozat tápfeszültsége segédfeszültség, csak a blokkon belül működik, és általában Upom-nak hívják.
Ennek az áramkörnek lehetnek bizonyos változatai, például a Mazovia SM1914 számítógép LPS-02-150XT kapcsolóüzemű tápegységében (Tajvanon) (15. ábra). Ebben az áramkörben az indítási folyamat kifejlesztésének kezdeti lendületét egy különálló D1, C7 félhullámú egyenirányító adja, amely a hálózat első pozitív félciklusában táplálja a teljesítménykapcsolók rezisztív osztóját. Ez felgyorsítja az indítási folyamatot, mert... az egyik kulcs kezdeti feloldása a nagy kapacitású simítókondenzátorok töltésével párhuzamosan történik. Egyébként a séma a fent tárgyalthoz hasonlóan működik.

15. ábra: Öngerjesztő indító áramkör az LPS-02-150XT kapcsolóüzemű tápegységben

Ezt a sémát használják például a LING YIN GROUP (Tajvan) PS-200B UPS-ében.
A speciális indítótranszformátor T1 primer tekercsét a hálózati feszültség felével (220V névleges értéknél) vagy teljes feszültséggel (110V névleges értéknél) kapcsolják be. Ez azért történik, mert a T1 szekunder tekercs váltakozó feszültségének amplitúdója nem függ a táphálózat névleges értékétől. Amikor az UPS be van kapcsolva, váltakozó áram folyik át a T1 primer tekercsen. Ezért a táphálózat frekvenciájával váltakozó szinuszos EMF indukálódik a 3-4 T1 szekunder tekercsen. Az EMF hatása alatt folyó áramot a D3-D6 diódákon lévő speciális hídáramkör egyenirányítja, és a C26 kondenzátor simítja ki. Körülbelül 10-11V állandó feszültség szabadul fel a C26-on, amely a TL494 típusú U1 vezérlő mikroáramkör 12-es érintkezőjére és az illesztőfokozatra van táplálva. Ezzel a folyamattal párhuzamosan az élsimító szűrő kondenzátorai is feltöltődnek. Ezért mire a mikroáramkör tápfeszültséget kap, a teljesítményfokozat is feszültség alá kerül. A mikroáramkör elindul, és téglalap alakú impulzussorozatokat kezd generálni a 8, 11 érintkezőinél, amelyekkel a tápkapcsolók átkapcsolnak az illesztési fokozaton. Ennek eredményeként megjelennek a blokk kimeneti feszültségei. Az öntápláló üzemmódba lépés után a mikroáramkör a +12V-os kimeneti feszültségbuszról kap táplálást a D8 leválasztó diódán keresztül. Mivel ez az öntápláló feszültség valamivel nagyobb, mint a D3-D5 egyenirányító kimeneti feszültsége, ennek az indító egyenirányítónak a diódái le vannak zárva, és ez utólag nem befolyásolja az áramkör működését.
A D8 diódán keresztüli visszacsatolás nem kötelező. Egyes UPS áramkörökben, amelyek kényszergerjesztést használnak, nincs ilyen kapcsolat. A vezérlő mikroáramkör és az illesztőfokozat a teljes működési idő alatt az indító egyenirányító kimenetéről táplálkozik. Azonban az Upom buszon a hullámosság szintje ebben az esetben valamivel magasabb, mint abban az esetben, ha a mikroáramkört a +12 V-os kimeneti feszültségbuszról táplálják.
Összefoglalva az indítási sémák leírását, megjegyezhetjük felépítésük főbb jellemzőit. Egy öngerjesztett áramkörben a teljesítménytranzisztorok kezdetben kapcsolódnak, ami az Upom chip tápfeszültségének megjelenését eredményezi. A kényszerített gerjesztésű áramkörben először az Upomot kapjuk, és ennek eredményeként a teljesítménytranzisztorok kapcsolódnak. Ezen kívül az öngerjesztett áramkörökben az Upom feszültség általában +26V, a kényszergerjesztett áramkörökben pedig általában +12V körül mozog.
Egy kényszergerjesztésű áramkör (külön transzformátorral) a 16. ábrán látható.

16. ábra: Indító áramkör a PS-200B kapcsolóüzemű tápegység kényszergerjesztésével (LING YIN GROUP).

MEGFELELŐ CASCADE

Egy illesztőfokozat a nagy teljesítményű kimeneti fokozat összehangolására és leválasztására szolgál az alacsony teljesítményű vezérlőáramkörökről.
A különböző UPS-ekben egy megfelelő kaszkád felépítésének gyakorlati sémája két fő lehetőségre osztható:
tranzisztoros változat, ahol kapcsolóként külső diszkrét tranzisztorokat használnak;
tranzisztor nélküli változat, ahol maga a VT1, VT2 (integrált változatban) vezérlő chip kimeneti tranzisztorait használják kulcsként.
Ezen túlmenően egy másik jellemző, amellyel az illesztési fokozatok osztályozhatók, a félhíd-inverter teljesítménytranzisztorainak vezérlési módja. E funkció alapján az összes megfelelő kaszkád a következőkre osztható:
közös vezérlésű kaszkádok, ahol mindkét teljesítménytranzisztort egy közös vezérlőtranszformátor vezérli, amely egy primer és két szekunder tekercsekkel rendelkezik;
külön vezérlésű kaszkádok, ahol a teljesítménytranzisztorok mindegyikét külön transzformátor vezérli, pl. Az illesztési szakaszban két vezérlőtranszformátor van.
Mindkét besorolás alapján az illesztési kaszkád négyféleképpen hajtható végre:
tranzisztor általános vezérléssel;
tranzisztor külön vezérléssel;
tranzisztor nélküli általános vezérléssel;
tranzisztor nélküli külön vezérléssel.
A külön vezérlésű tranzisztor fokozatokat ritkán vagy egyáltalán nem használják. A szerzőknek nem volt alkalmuk találkozni az illeszkedő kaszkád ilyen megtestesítőjével. A másik három lehetőség többé-kevésbé általános.
A teljesítményfokozattal való kommunikáció minden változatban transzformátoros módszerrel történik.
Ebben az esetben a transzformátor két fő funkciót lát el: a vezérlőjel erősítése az áram szempontjából (a feszültség csillapítása miatt) és a galvanikus leválasztás. A galvanikus leválasztás azért szükséges, mert a vezérlőchip és az illesztő fokozat a szekunder oldalon, a teljesítményfokozat pedig az UPS elsődleges oldalán található.
Tekintsük az egyes említett illesztési kaszkádopciók működését konkrét példákon keresztül.
Egy közös vezérlésű tranzisztoros áramkörben a Q3 és Q4 tranzisztoron lévő push-pull transzformátor elő-teljesítményerősítőt alkalmazzák illesztő fokozatként (17. ábra).

17. ábra: A KYP-150W kapcsolóüzemű tápegység illesztési fokozata (közös vezérlésű tranzisztoros áramkör).

18. ábra Impulzusok valós alakja a kollektorokon

A D7 és D9 diódákon átfolyó áramok, amelyek a DT magban tárolt mágneses energia hatására áramlanak, csökkenő exponenciális formájúak. A DT magban a D7 és D9 diódákon áthaladó áramok során változó (eső) mágneses fluxus lép fel, ami EMF impulzusok megjelenését idézi elő a szekunder tekercseken.
A D8 dióda kiküszöböli az illesztési fokozat hatását a vezérlőchipre a közös tápbuszon keresztül.
Az ESAN ESP-1003R kapcsolóüzemű tápegységben egy másik típusú, általános vezérlésű tranzisztorillesztő fokozatot használnak (19. ábra). Ennek az opciónak az első jellemzője, hogy a mikroáramkör VT1, VT2 kimeneti tranzisztorai emitterkövetőként szerepelnek. A kimeneti jelek eltávolításra kerülnek a mikroáramkör 9. és 10. érintkezőjéről. Az R17, R16 és R15, R14 ellenállások a VT1 és VT2 tranzisztorok emitterterhelései. Ugyanezek az ellenállások képezik a Q3, Q4 tranzisztorok alapvető osztóit, amelyek kapcsoló üzemmódban működnek. A C13 és C12 kapacitások kényszerítik és felgyorsítják a Q3, Q4 tranzisztorok kapcsolási folyamatait. Ennek a kaszkádnak a második jellemzője, hogy a DT vezérlőtranszformátor primer tekercsének nincs kimenete a középpontból, és a Q3, Q4 tranzisztorok kollektorai közé van kötve. Amikor a vezérlő chip VT1 kimeneti tranzisztorja kinyílik, az R17, R16 osztó, amely a Q3 tranzisztor alapja, Upom feszültséggel kap feszültséget. Ezért áram folyik át a Q3 vezérlő csomóponton, és kinyílik. Ezt a folyamatot felgyorsítja a C13 kényszerkapacitás, amely a Q3 bázist a megállapított értéknél 2-2,5-szer nagyobb nyitóárammal látja el. A Q3 nyitás eredménye, hogy az 1-2 DT primer tekercs az 1-es érintkezőjével csatlakozik a házhoz. Mivel a második Q4 tranzisztor reteszelve van, növekvő áram kezd átfolyni a DT primer tekercsen keresztül az áramkör mentén: Upom - R11 - 2-1 DT - Q3 - ház.

19. ábra: Az ESP-1003R kapcsolóüzemű tápegység illesztési fokozata ESAN ELECTRONIC CO., LTD (tranzisztoros áramkör közös vezérléssel).

Téglalap alakú EMF impulzusok jelennek meg a 3-4 és 5-6 DT szekunder tekercseken. A DT szekunder tekercsek tekercselési iránya eltérő. Ezért az egyik teljesítménytranzisztor (az ábrán nem látható) nyitó alapimpulzust, a másik pedig záró impulzust kap. Amikor a vezérlőchip VT1-je élesen zár, a Q3 is élesen zár utána. A zárási folyamat felgyorsítását a C13 kényszerkapacitás segíti, amelyről a feszültség a záró polaritásban a Q3 bázis-emitter átmenetre kerül. Ezután a „holt zóna” akkor tart, amikor a mikroáramkör mindkét kimeneti tranzisztorja zárva van. Ezután megnyílik a VT2 kimeneti tranzisztor, ami azt jelenti, hogy az R15, R14 osztót, amely a második Q4 tranzisztor alapja, Upom feszültség táplálja. Ezért a Q4 kinyílik, és az 1-2 DT primer tekercs a másik végén (2-es érintkező) csatlakozik a házhoz, így növekvő áram kezd átfolyni rajta az előző esettel ellentétes irányban az áramkör mentén: Upom -R10 - 1-2 DT - Q4 - "keret".
Ezért megváltozik az impulzusok polaritása a DT szekunder tekercsén, és a második teljesítménytranzisztor kapja a nyitó impulzust, és egy záró polaritású impulzus fog működni az első alapján. Amikor a vezérlőchip VT2-je élesen zár, a Q4 is élesen zár utána (a C12 kényszerkapacitás segítségével). Ezután a „holt zóna” ismét folytatódik, majd a folyamatok megismétlődnek.
Így ennek a kaszkádnak a működése mögött az a fő gondolat, hogy a DT magban váltakozó mágneses fluxus érhető el annak köszönhetően, hogy a DT primer tekercs egyik vagy másik végén a házhoz van csatlakoztatva. Ezért váltakozó áram folyik rajta közvetlen alkatrész nélkül, egypólusú táplálással.
Az UPS illesztőfokozatainak tranzisztor nélküli változataiban a vezérlő mikroáramkör VT1, VT2 kimeneti tranzisztorait az illesztési fokozat tranzisztoraiként használják, amint azt korábban megjegyeztük. Ebben az esetben nincsenek diszkrét illesztő fokozatú tranzisztorok.
Általános vezérlésű tranzisztor nélküli áramkört használnak például a PS-200V UPS áramkörben. A VT1, VT2 mikroáramkör kimeneti tranzisztorait a kollektorok mentén a DT transzformátor primer féltekercsei terhelik (20. ábra). Az áramellátás a primer tekercs DT felezőpontja.

20. ábra A PS-200B kapcsolóüzemű tápegység illesztési fokozata (tranzisztor nélküli áramkör közös vezérléssel).

Amikor a VT1 tranzisztor kinyílik, növekvő áram folyik ezen a tranzisztoron és a DT vezérlőtranszformátor 1-2 féltekercsén keresztül. A vezérlő impulzusok a DT szekunder tekercsén jelennek meg, olyan polaritással, hogy az inverter teljesítménytranzisztorainak egyike kinyílik, a másik pedig zár. Az impulzus végén a VT1 élesen zár, az 1-2 DT féltekercsen keresztüli áram leáll, így a DT szekunder tekercseken az EMF eltűnik, ami a teljesítménytranzisztorok zárásához vezet. Ezután a „holt zóna” akkor tart, amikor a mikroáramkör mindkét kimeneti tranzisztora VT1 és VT2 zárva van, és nem folyik áram a DT primer tekercsen. Ezután kinyílik a VT2 tranzisztor, és az idővel növekvő áram átfolyik ezen a tranzisztoron és a 2-3 DT féltekercselésen. Az áram által a DT magban létrehozott mágneses fluxus az előző esettel ellentétes irányú. Ezért a DT szekunder tekercseken az előző esettel ellentétes polaritású EMF indukálódik. Ennek eredményeként a félhíd inverter második tranzisztorja kinyílik, és az első alján az impulzus polaritása zárja azt. Amikor a vezérlőchip VT2 záródik, a rajta és a DT primer tekercsen áthaladó áram leáll. Ezért az EMF a DT szekunder tekercseken eltűnik, és az inverter teljesítménytranzisztorai ismét záródnak. Ezután a „holt zóna” ismét folytatódik, majd a folyamatok megismétlődnek.
Ennek a kaszkádnak a felépítésének fő ötlete az, hogy a vezérlőtranszformátor magjában váltakozó mágneses fluxust lehet elérni, ha a transzformátor primer tekercsének középső pontját árammal látjuk el. Ezért a féltekercseken áramok haladnak át azonos számú fordulattal különböző irányokba. Ha a mikroáramkör mindkét kimeneti tranzisztora zárva van ("holt zónák"), a mágneses fluxus a mag DT-ben egyenlő 0-val. A tranzisztorok váltakozó nyitása mágneses fluxus váltakozó megjelenését okozza az egyik vagy a másik féltekercsben. A kapott mágneses fluxus a magban változó.
Az utolsó változatot (tranzisztor nélküli áramkör külön vezérléssel) például az Appis számítógép UPS-ében (Peru) használják. Ebben az áramkörben két DT1, DT2 vezérlőtranszformátor található, amelyek primer féltekercsei a mikroáramkör kimeneti tranzisztorainak kollektorterhelései (21. ábra). Ebben a sémában a két tápkapcsoló mindegyikét külön transzformátor vezérli. A mikroáramkör kimeneti tranzisztorainak kollektorait a közös Upom buszról táplálják a DT1, DT2 vezérlőtranszformátorok primer tekercseinek felezőpontjain keresztül.
A D9, D10 diódák a DT1, DT2 primer tekercsek megfelelő részeivel mag lemágnesező áramköröket alkotnak. Nézzük meg ezt a kérdést részletesebben.

21. ábra Az "Appis" kapcsolóüzemű tápegység illesztési fokozata (tranzisztor nélküli áramkör külön vezérléssel).

Az illesztési fokozat (21. ábra) lényegében két független egyvégű előremenő konverter, mert a nyitóáram az illesztő tranzisztor nyitott állapota során a teljesítménytranzisztor alapjába folyik, azaz. az illesztő tranzisztor és a hozzá transzformátoron keresztül csatlakoztatott teljesítménytranzisztor egyidejűleg nyitva van. Ebben az esetben mindkét DT1, DT2 impulzustranszformátor a primer tekercs áramának állandó összetevőjével működik, azaz. kényszermágnesezéssel. Ha nem tesznek különleges intézkedéseket a magok demagnetizálására, akkor az átalakító több működési periódusa során mágneses telítettségbe kerülnek, ami az elsődleges tekercsek induktivitásának jelentős csökkenéséhez és a VT1, VT2 kapcsolótranzisztorok meghibásodásához vezet. Tekintsük a VT1 tranzisztor és a DT1 transzformátor átalakítójában fellépő folyamatokat. Amikor a VT1 tranzisztor kinyílik, lineárisan növekvő áram folyik át rajta és az 1-2 DT1 primer tekercsen az áramkör mentén: Upom -2-1 DT1 - VT1 áramkör - „tok”.
Amikor a feloldó impulzus a VT1 alján véget ér, az hirtelen zár. Az 1-2 DT1 tekercsen áthaladó áram leáll. A 2-3 DT1 lemágnesező tekercsen lévő EMF azonban megváltoztatja a polaritást, és a lemágnesező mag DT1 áram áramlik ezen a tekercsen és a D10 diódán keresztül az áramkörön: 2 DT1 - Upom - C9 - „test” - D10-3DT1.
Ez az áram lineárisan csökken, azaz. a DT1 magon áthaladó mágneses fluxus deriváltja előjelet vált, és a mag demagnetizálódik. Így ebben a fordított ciklusban a VT1 tranzisztor nyitott állapotában a DT1 magban tárolt többletenergia visszakerül a forrásba (az Upom busz C9 tárolókondenzátora újratöltődik).
Ez a lehetőség azonban az illesztési kaszkád megvalósítására a legkevésbé előnyös, mert mindkét DT1 és DT2 transzformátor indukciós alulkihasználással és a primer tekercs áramának állandó összetevőjével működik. A DT1, DT2 magok mágnesezettségének megfordítása privát ciklusban történik, amely csak pozitív indukciós értékeket takar. Emiatt a magokban lévő mágneses fluxusok pulzálónak bizonyulnak, azaz. állandó komponenst tartalmaznak. Ez a DT1, DT2 transzformátorok súlyának és méretének megnövekedéséhez vezet, és ezen túlmenően a többi megfelelő kaszkád opcióhoz képest itt két transzformátorra van szükség egy helyett.

Ez a stabilizátor jó tulajdonságokkal rendelkezik, zökkenőmentesen állítja be az áramot és a feszültséget, jól stabilizálja, problémamentesen tolerálja a rövidzárlatokat, viszonylag egyszerű és nem igényel nagy pénzügyi költségeket. Az impulzusos működési elvnek köszönhetően a kimeneti áram elérheti a 15 ampert, ami lehetővé teszi egy erős töltő és tápegység építését állítható árammal és feszültséggel. Kívánt esetben a kimeneti áramot 20 amperre vagy többre növelheti.

A hasonló eszközök internetén mindegyiknek megvannak a maga előnyei és hátrányai, de működési elvük ugyanaz. A javasolt lehetőség egy egyszerű és meglehetősen erős stabilizátor létrehozására tett kísérlet.

A terepi kapcsolók használatával jelentősen növelhető volt a forrás terhelhetősége és csökkenthető a tápkapcsolókon a fűtés. Akár 4 amperes kimeneti áram esetén a tranzisztorokat és a teljesítménydiódát nem kell felszerelni a radiátorokra.

A diagramon szereplő egyes komponensek besorolása eltérhet a táblán szereplőtől, mert A táblát saját igényeimre fejlesztettem.

A kimeneti feszültség beállítási tartománya 2-28 volt, esetemben a maximális feszültség 22 volt, mert Kisfeszültségű kapcsolókat használtam, és a feszültséget ezen érték fölé emelni kockázatos volt, de kb. 30 V-os bemeneti feszültséggel könnyedén elérheti a 28 Voltot a kimeneten. A kimeneti áram beállítási tartománya 60mA és 15A Amper között van, az áramérzékelő ellenállásától és az áramkör teljesítményelemeitől függően.

A készülék nem fél a rövidzárlatoktól, az áramkorlát egyszerűen működik.

Egy PWM vezérlőn alapuló forrás összeállításra került TL494, a mikroáramkör kimenetét a tápkapcsolók vezérlésére szolgáló meghajtó egészíti ki.

Szeretném felhívni a figyelmet a kimenetre szerelt kondenzátorok bankjára. Alacsony, 40-50 V belső ellenállású kondenzátorokat kell használni, 3000 és 5000 μF közötti teljes kapacitással.

A kimeneten lévő terhelési ellenállást a kimeneti kondenzátorok gyors kisütésére használják, a kimeneten lévő mérő voltmérő késéssel fog működni, mert Amikor a kimeneti feszültség csökken, a kondenzátoroknak időre van szükségük a kisüléshez, és ez az ellenállás gyorsan kisüti őket. Ennek az ellenállásnak az ellenállását újra kell számítani, ha az áramkör bemenetére 24 V-nál nagyobb feszültség kerül. Az ellenállás két wattos, teljesítménytartalékos kialakítású, üzem közben felmelegedhet, ez normális.

Hogyan működik:

A PWM vezérlő vezérlőimpulzusokat állít elő a tápkapcsolókhoz. Ha van vezérlő impulzus, akkor a tranzisztor és a tápfeszültség a tranzisztor nyitott csatornáján keresztül az induktoron keresztül a tárolókondenzátorba kerül. Ne felejtsük el, hogy az induktor egy induktív terhelés, amely az önindukció miatt hajlamos energiát és kimenetet felhalmozni. Amikor a tranzisztor zár, az induktorban felhalmozódott töltés továbbra is táplálja a terhelést a Schottky-diódán keresztül. Ebben az esetben a dióda kinyílik, mert Az induktorból származó feszültség fordított polaritású. Ez a folyamat másodpercenként tízezerszer megismétlődik, a PWM chip működési frekvenciájától függően. Valójában a PWM vezérlő mindig figyeli a kimeneti kondenzátor feszültségét.

A kimeneti feszültség stabilizálása a következőképpen történik. A mikroáramkör első hibaerősítőjének nem invertáló bemenete (1. érintkező) kapja a stabilizátor kimeneti feszültségét, ahol azt összehasonlítják a hibaerősítő inverz bemenetén lévő referenciafeszültséggel. A kimeneti feszültség csökkenésével az 1-es érintkező feszültsége is csökken, és ha ez kisebb, mint a referenciafeszültség, akkor a PWM vezérlő növeli az impulzus időtartamát, így a tranzisztorok hosszabb ideig lesznek nyitott állapotban, és több áram lesz. be kell szivattyúzni az induktorba, ha a kimeneti feszültség nagyobb, mint a referencia, az ellenkezője történik - a mikroáramkör csökkenti a vezérlő impulzusok időtartamát. A megadott osztó erőteljesen megváltoztathatja a feszültséget a hibaerősítő nem invertáló bemenetén, ezáltal növelve vagy csökkentve a stabilizátor egészének kimeneti feszültségét. A legpontosabb feszültségszabályozás érdekében hangoló többfordulatú ellenállást használnak, bár hagyományos is használható.

A minimális kimeneti feszültség körülbelül 2 volt, ha kívánja, játszhat az ellenállások ellenállásával, hogy elfogadható értékeket kapjon, nem ajánlott a minimális feszültséget 1 volt alá csökkenteni.

Egy sönt van felszerelve a terhelés által fogyasztott áram figyelésére. Az áramkorlátozó funkció megszervezéséhez egy második hibaerősítőt használnak a Tl494 PWM vezérlő részeként. A sönt feszültségesése a második hibaerősítő nem invertáló bemenetére kerül, ismét összehasonlítva a referenciajellel, majd pontosan ugyanaz történik, mint a feszültségstabilizálásnál. A megadott ellenállás szabályozhatja a kimeneti áramot.

Az áramsönt két párhuzamosan kapcsolt kis ellenállású ellenállásból áll, amelyek ellenállása 0,05 Ohm.

A tároló fojtótekercs egy sárga-fehér gyűrűre van feltekerve a számítógép tápegység csoportstabilizáló szűrőjéből.

Mivel az áramkört meglehetősen nagy bemeneti áramra tervezték, célszerű két összehajtott gyűrűt használni. Az induktivitás tekercselése 20 menet 1,25 mm átmérőjű huzalt tartalmaz két szálban, lakkszigetelésben, az induktivitás kb. 80-90 mikrohenry.