Transistor compuesto (circuito Darlington y Sziklai). Interruptores bipolares de dos transistores en circuitos de microcontroladores Funcionamiento de un multivibrador simétrico en modo de generación "estado estable"

El elemento lógico básico de la serie es el elemento lógico Y-NO. En la Fig. La Figura 2.3 muestra diagramas de los tres elementos NAND TTL iniciales. Todos los circuitos contienen tres etapas principales: entrada de transistor VT1, implementando la función lógica AND; transistor separador de fases VT2 y una etapa de salida push-pull.

Figura 2.3.a. Diagrama esquemático del elemento básico de la serie K131.

El principio de funcionamiento del elemento lógico de la serie K131 (Fig. 2.3.a) es el siguiente: cuando se recibe una señal en cualquiera de las entradas nivel bajo(0 - 0,4 V), la unión base-emisor del transistor multiemisor VT1 está polarizada directamente (desbloqueada) y casi toda la corriente que fluye a través de la resistencia R1 se deriva a tierra, como resultado de lo cual VT2 se cierra y opera en modo de corte. La corriente que fluye a través de la resistencia R2 satura la base del transistor VT3. Los transistores VT3 y VT4 conectados según el circuito Darlington forman un transistor compuesto, que es un seguidor de emisor. Funciona como una etapa de salida para amplificar la potencia de la señal. Se genera una señal de alto nivel lógico en la salida del circuito.

Si se suministra una señal a todas las entradas nivel alto, la unión base-emisor del transistor multiemisor VT1 está en modo cerrado. La corriente que fluye a través de la resistencia R1 satura la base del transistor VT1, como resultado de lo cual se desbloquea el transistor VT5 y se establece un nivel lógico cero en la salida del circuito.

Dado que en el momento de la conmutación, los transistores VT4 y VT5 están abiertos y una gran corriente fluye a través de ellos, se introduce una resistencia limitadora R5 en el circuito.

VT2, R2 y R3 forman una cascada de separación de fases. Es necesario para la activación alternativa. fin de semana npn transistores. La cascada tiene dos salidas: colector y emisor, cuyas señales están en antifase.

Los diodos VD1 - VD3 son protección contra impulsos negativos.

Figura 2.3.b, c. Diagramas esquemáticos de los elementos básicos de las series K155 y K134.

En los microcircuitos de las series K155 y K134, la etapa de salida está construida sobre un repetidor no compuesto (solo un transistor VT3) y un transistor saturable VT5 con la introducción de un diodo de cambio de nivel VD4(Figura 2.3, b, c). Las dos últimas etapas forman un inversor complejo que implementa la operación lógica NOT. Si introduce dos etapas de separación de fases, se implementa la función O-NO.

En la Fig. 2.3, y muestra el elemento lógico básico de la serie K131 (análogo extranjero - 74N). El elemento básico de la serie K155 (análogo extranjero - 74) se muestra en la Fig. 2.3, b, a en la Fig. 2.3, c - elemento de la serie K134 (análogo extranjero - 74L). Ahora estas series prácticamente no están desarrolladas.

Los microcircuitos TTL del desarrollo inicial comenzaron a ser reemplazados activamente por microcircuitos TTLSh, que tienen uniones con una barrera Schottky en su estructura interna. El transistor de unión Schottky (transistor Schottky) se basa en el conocido circuito de un interruptor de transistor insaturado (Fig. 2.4.a).

Figura 2.4. Explicación del principio de obtención de una estructura con transición Schottky:
a - insaturado interruptor de transistores; b - transistor con diodo Schottky; c - símbolo del transistor Schottky.

Para evitar que el transistor se sature, se conecta un diodo entre el colector y la base. Aplicación de diodo comentario para eliminar la saturación del transistor, fue propuesto por primera vez por B. N. Kononov. Sin embargo, en este caso puede aumentar a 1 V. El diodo ideal es un diodo con barrera Schottky. Es un contacto formado entre un metal y un semiconductor n ligeramente dopado. En un metal, sólo algunos de los electrones están libres (los que están fuera de la zona de valencia). En un semiconductor, existen electrones libres en el límite de conducción creado por la adición de átomos de impureza. En ausencia de voltaje de polarización, el número de electrones que cruzan la barrera en ambos lados es el mismo, es decir, no hay corriente. Cuando están polarizados directamente, los electrones tienen la energía para cruzar la barrera de potencial y pasar al metal. A medida que aumenta el voltaje de polarización, el ancho de la barrera disminuye y la corriente directa aumenta rápidamente.

Cuando tienen polarización inversa, los electrones del semiconductor requieren más energía para superar la barrera de potencial. Para los electrones en un metal, la barrera de potencial no depende del voltaje de polarización, por lo que fluye una pequeña corriente inversa, que permanece prácticamente constante hasta que se produce una ruptura por avalancha.

La corriente en los diodos Schottky está determinada por los portadores mayoritarios, por lo que es mayor con la misma polarización directa y, por tanto, la caída de tensión directa en un diodo Schottky es menor que en uno convencional. Unión PN a una corriente dada. Por lo tanto, el diodo Schottky tiene un voltaje umbral de apertura del orden de (0,2-0,3) V, en contraste con el voltaje umbral de un diodo de silicio convencional de 0,7 V, y reduce significativamente la vida útil de los portadores minoritarios en el semiconductor.

En el diagrama de la Fig. 2.4, transistor b VT1 Se evita que se sature gracias a un diodo Shatky con un umbral de apertura bajo (0,2...0,3) V, por lo que el voltaje aumentará ligeramente en comparación con un transistor saturado. VT1. En la Fig. 2.4, c muestra un circuito con un "transistor Schottky". Sobre la base de los transistores Schottky, se produjeron microcircuitos de dos series principales TTLSh (Fig. 2.5)

En la Fig. 2.5, y muestra un diagrama de un elemento lógico de alta velocidad utilizado como base para los microcircuitos de la serie K531 (análogo extranjero - 74S), (S es la letra inicial del apellido del físico alemán Schottky). En este elemento, el circuito emisor de una cascada separadora de fases realizada sobre un transistor. VT2, el generador de corriente está encendido - transistor VT6 con resistencias R4 Y R5. Esto le permite aumentar el rendimiento del elemento lógico. Por lo demás, este elemento lógico es similar al elemento básico de la serie K131. Sin embargo, la introducción de los transistores Schottky hizo posible reducir tzd.r duplicado.

En la Fig. 2.5, b muestra un diagrama del elemento lógico básico de la serie K555 (análogo extranjero - 74LS). En este circuito, en lugar de un transistor multiemisor, se utiliza una matriz de diodos Schottky en la entrada. La introducción de diodos Shatky elimina la acumulación de cargas base excesivas, que aumentan el tiempo de apagado del transistor, y garantiza la estabilidad del tiempo de conmutación en un rango de temperatura.

La resistencia R6 del brazo superior de la etapa de salida crea voltaje requerido basado en transistores VT3 Para abrirlo. Para reducir el consumo de energía cuando la puerta está cerrada (), una resistencia R6 conéctese no al bus común, sino a la salida del elemento.

Diodo VD7, conectado en serie con R6 y paralelo a la resistencia de carga del colector de la cascada de separación de fases R2, le permite reducir el retardo de encendido del circuito utilizando parte de la energía almacenada en la capacitancia de carga para aumentar la corriente del colector del transistor. VT1 en modo de transición.

Transistor VT3 se implementa sin diodos Schottky, ya que opera en modo activo (seguidor de emisor).

7.2 Transistores VT1

Como transistor VT1 utilizamos el transistor KT339A con el mismo punto de funcionamiento que para el transistor VT2:

Tomemos Rk = 100 (Ohmios).

Calculemos los parámetros del circuito equivalente para un transistor dado usando las fórmulas 5.1 - 5.13 y 7.1 - 7.3.

Sk(req)=Sk(pass)*=2×=1.41 (pF), donde

Sk(requerido): capacitancia de la unión del colector en un Uke0 determinado,

Sk(pasp) es un valor de referencia de la capacidad del colector en Uke(pasp).

rb= =17,7 (Ohmios); gb==0,057 (cm), donde

resistencia a base de rb,

Valor de referencia circuito permanente comentario.

rе= ==6.54 (Ohm), donde

resistencia del reemisor.

gbe === 1,51 (mS), donde

conductividad del emisor base gbe,

Valor de referencia del coeficiente de transferencia de corriente estática en un circuito emisor común.

Ce===0,803 (pF), donde

C es la capacidad del emisor,

valor de referencia ft de la frecuencia de corte del transistor en el cual =1

Ri= =1000 (Ohmios), donde

Ri es la resistencia de salida del transistor,

Uke0(agregar), Ik0(agregar): respectivamente, los valores de placa de identificación del voltaje permitido en el colector y el componente constante de la corriente del colector.

– resistencia de entrada y capacitancia de entrada de la etapa de carga.

La frecuencia límite superior está prevista para que cada etapa tenga 0,75 dB de distorsión. Este valor de f satisface las especificaciones técnicas. No hay necesidad de corrección.

7.2.1 Cálculo del esquema de estabilización térmica.

Como se mencionó en el párrafo 7.1.1, en este amplificador la estabilización térmica del emisor es más aceptable ya que el transistor KT339A es de baja potencia y, además, la estabilización del emisor es fácil de implementar. El circuito de estabilización térmica del emisor se muestra en la Figura 4.1.

Procedimiento de cálculo:

1. Seleccione el voltaje del emisor, la corriente del divisor y el voltaje de suministro;

2. Luego calcularemos.

La corriente del divisor se elige para que sea igual a donde está la corriente de base del transistor y se calcula mediante la fórmula:

La tensión de alimentación se calcula mediante la fórmula: (V)

Los valores de resistencia se calculan mediante las siguientes fórmulas:

8. Distorsión introducida por el circuito de entrada.

En la figura se muestra un diagrama esquemático del circuito de entrada en cascada. 8.1.

Figura 8.1 - Diagrama esquemático del circuito de entrada en cascada.

Siempre que la resistencia de entrada de la cascada se aproxime mediante un circuito RC paralelo, el coeficiente de transmisión del circuito de entrada en la región triplicar se describe mediante la expresión:

– resistencia de entrada y capacitancia de entrada de la cascada.

El valor del circuito de entrada se calcula mediante la fórmula (5.13), donde se sustituye el valor.

9. Cálculo de C f, R f, C r

EN diagrama esquemático El amplificador tiene cuatro condensadores de acoplamiento y tres condensadores de estabilización. Las especificaciones técnicas dicen que la distorsión de la parte superior plana del pulso no debe superar el 5%. Por lo tanto, cada condensador de acoplamiento debe distorsionar la parte superior plana del pulso en no más del 0,71%.

La distorsión superior plana se calcula mediante la fórmula:

donde τ y es la duración del pulso.

Calculemos τ n:

τ n y C p están relacionados por la relación:

donde R l, R p son la resistencia a la izquierda y a la derecha de la capacitancia.

Calculemos C r. La resistencia de entrada de la primera etapa es igual a la resistencia de las resistencias conectadas en paralelo: transistor de entrada, Rb1 y Rb2.

R p =R en ||R b1 ||R b2 =628(Ohmios)

La resistencia de salida de la primera etapa es igual a la conexión en paralelo Rк y la resistencia de salida del transistor Ri.

R l =Rк||Ri=90,3(Ohmios)

R p =R en ||R b1 ||R b2 =620(Ohmios)

R l =Rк||Ri=444(Ohmios)

R p =R en ||R b1 ||R b2 =48(Ohmios)

R l =Rк||Ri=71(Ohmios)

Rp =Rn =75(Ohmios)

donde C p1 es el condensador de separación entre Rg y la primera etapa, C 12 - entre la primera y la segunda cascada, C 23 - entre la segunda y la tercera, C 3 - entre la etapa final y la carga. Al colocar todos los demás contenedores a 479∙10 -9 F, aseguraremos una disminución menor de la requerida.

Calculemos R f y C f (U RF = 1V):

10. Conclusión

En este proyecto de curso se ha desarrollado un amplificador de pulsos utilizando transistores 2T602A, KT339A, tiene las siguientes especificaciones:

Frecuencia límite superior 14 MHz;

Ganancia 64 dB;

Resistencia del generador y de la carga 75 ohmios;

Tensión de alimentación 18 V.

El circuito amplificador se muestra en la Figura 10.1.

Figura 10.1 - Circuito amplificador

Para el cálculo de las características del amplificador se utilizó el siguiente software: MathCad, Work Bench.

Literatura

1. Dispositivos semiconductores. Transistores de media y alta potencia: Directorio / A.A. Zaitsev, A.I. Mirkin, V.V. Mokryakov y otros. Editado por A.V. Golomedova.-M.: Radio y Comunicación, 1989.-640 p.

2. Cálculo de elementos de corrección de alta frecuencia de etapas amplificadoras mediante transistores bipolares. Manual educativo y metodológico sobre diseño de cursos para estudiantes de especialidades de ingeniería radioeléctrica / A.A. Titov, Tomsk: vol. estado Universidad de Sistemas de Control y Radioelectrónica, 2002. - 45 p.

Trabajando directo. La línea de trabajo pasa por los puntos Uke=Ek e Ik=Ek÷Rn y corta las gráficas de las características de salida (corrientes base). Para lograr la mayor amplitud al calcular un amplificador de pulso, el punto de operación se eligió más cerca del voltaje más bajo ya que la etapa final tendrá un pulso negativo. Según el gráfico de las características de salida (Fig.1), se encontraron los valores IKpost = 4,5 mA, ....

Cálculo de Sf, Rf, Mié 10. Conclusión Literatura TAREA TÉCNICA No. 2 para el diseño del curso en la disciplina “Circuitos de centrales nucleares” para estudiante gr. 180 Kurmanov B.A. Tema del proyecto amplificador de conmutación Resistencia del generador Rg = 75 Ohmios. Ganancia K = 25 dB. Duración del pulso 0,5 μs. La polaridad es "positiva". Relación de trabajo 2. Tiempo de asentamiento 25 ns. Liberar...

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Al diseñar circuitos dispositivos radioelectrónicos A menudo es deseable tener transistores con parámetros mejores que los modelos ofrecidos por los fabricantes de componentes radioelectrónicos (o mejores de lo que es posible con la tecnología de fabricación de transistores disponible). Esta situación se encuentra con mayor frecuencia en el diseño de circuitos integrados. Generalmente requerimos una mayor ganancia de corriente. h 21 , valor mas alto Impedancia de entrada h 11 o menos valor de conductancia de salida h 22 .

Los parámetros del transistor se pueden mejorar. varios esquemas transistores compuestos. Hay muchas oportunidades para implementar un transistor compuesto a partir de transistores de efecto de campo o bipolares de diferentes conductividades, mejorando al mismo tiempo sus parámetros. El más extendido es el esquema Darlington. En el caso más sencillo, se trata de la conexión de dos transistores de la misma polaridad. En la Figura 1 se muestra un ejemplo de un circuito Darlington que utiliza transistores npn.

Figura 1 Circuito Darlington usando transistores NPN

El circuito anterior es equivalente a un solo transistor NPN. En este circuito, la corriente del emisor del transistor VT1 es la corriente de base del transistor VT2. La corriente del colector del transistor compuesto está determinada principalmente por la corriente del transistor VT2. La principal ventaja del esquema Darlington es alto valor ganancia de corriente h 21, que puede definirse aproximadamente como el producto h 21 transistores incluidos en el circuito:

(1)

Sin embargo, hay que tener en cuenta que el coeficiente h 21 depende bastante de la corriente del colector. Por lo tanto, a valores bajos de la corriente del colector del transistor VT1, su valor puede disminuir significativamente. Ejemplo de dependencia h 21 de la corriente del colector para diferentes transistores se muestra en la Figura 2

Figura 2 Dependencia de la ganancia del transistor de la corriente del colector

Como se puede ver en estos gráficos, el coeficiente h 21e prácticamente no cambia por solo dos transistores: el KT361V nacional y el BC846A extranjero. Para otros transistores, la ganancia de corriente depende significativamente de la corriente del colector.

En el caso de que la corriente de base del transistor VT2 sea suficientemente pequeña, la corriente del colector del transistor VT1 puede ser insuficiente para proporcionar el valor de ganancia de corriente requerido. h 21. En este caso, aumentando el coeficiente h 21 y, en consecuencia, se puede lograr una disminución en la corriente de base del transistor compuesto aumentando la corriente del colector del transistor VT1. Para hacer esto, se conecta una resistencia adicional entre la base y el emisor del transistor VT2, como se muestra en la Figura 3.

Figura 3 Transistor Darlington compuesto con una resistencia adicional en el circuito emisor del primer transistor

Por ejemplo, definamos los elementos de un circuito Darlington ensamblado en transistores BC846A. Sea la corriente del transistor VT2 igual a 1 mA. Entonces su corriente base será igual a:

(2)

En esta corriente, la ganancia actual h 21 cae bruscamente y la ganancia de corriente general puede ser significativamente menor que la calculada. Al aumentar la corriente del colector del transistor VT1 usando una resistencia, puede ganar significativamente el valor de la ganancia general. h 21. Dado que el voltaje en la base del transistor es constante (para un transistor de silicio tu be = 0,7 V), luego calculamos según la ley de Ohm:

(3)

En este caso, podemos esperar una ganancia actual de hasta 40.000. Esta es la cantidad de transistores superbetta nacionales y extranjeros, como KT972, KT973 o KT825, TIP41C, TIP42C. El circuito Darlington es muy utilizado en las etapas de salida de amplificadores de baja frecuencia (), amplificadores operacionales e incluso digitales, por ejemplo.

Cabe señalar que el esquema Darlington tiene la siguiente desventaja: aumento de voltaje Ud. ke. Si en transistores ordinarios Ud. ke es 0,2 V, luego en un transistor compuesto este voltaje aumenta a 0,9 V. Esto se debe a la necesidad de abrir el transistor VT1, y para ello se debe aplicar un voltaje de 0,7 V a su base (si consideramos transistores de silicio) .

Para eliminar este inconveniente, se desarrolló un circuito de transistores compuestos que utiliza transistores complementarios. En la Internet rusa se le llamó esquema Siklai. Este nombre proviene del libro de Tietze y Schenk, aunque este esquema anteriormente tenía un nombre diferente. Por ejemplo, en la literatura soviética se le llamaba pareja paradójica. En el libro de W.E. Helein y W.H. Holmes, un transistor compuesto basado en transistores complementarios se denomina circuito White, por lo que simplemente lo llamaremos transistor compuesto. El circuito de un transistor pnp compuesto que utiliza transistores complementarios se muestra en la Figura 4.

Figura 4 Transistor pnp compuesto basado en transistores complementarios

Un transistor NPN se forma exactamente de la misma manera. El circuito de un transistor npn compuesto que utiliza transistores complementarios se muestra en la Figura 5.

Figura 5 Transistor npn compuesto basado en transistores complementarios

En la lista de referencias, el primer lugar lo ocupa el libro publicado en 1974, pero también hay LIBROS y otras publicaciones. Hay básicos que nunca pasan de moda largo tiempo y una gran cantidad de autores que simplemente repiten estos conceptos básicos. ¡Debes poder decir las cosas con claridad! A lo largo de mi carrera profesional me he topado con menos de diez LIBROS. Siempre recomiendo aprender el diseño de circuitos analógicos con este libro.

Fecha de última actualización del archivo: 18/06/2018

Literatura:

Junto con el artículo "Transistor compuesto (circuito Darlington)", lea:

http://sitio/Sxemoteh/ShVklTrz/kaskod/

http://sitio/Sxemoteh/ShVklTrz/OE/

En la Fig. La Figura 2.16 muestra un diagrama de un elemento lógico con un canal inducido de tipo n (la llamada tecnología n MIS). Los transistores principales VT 1 y VT 2 están conectados en serie, el transistor VT 3 actúa como carga. En el caso de que se aplique un alto voltaje U 1 en ambas entradas del elemento (x 1 = 1, x 2 = 1), ambos transistores VT 1 y VT 2 están abiertos y se establece un bajo voltaje U 0 en la salida. En todos los demás casos, al menos uno de los transistores VT 1 o VT 2 está cerrado y la tensión U 1 se establece en la salida. Por tanto, el elemento realiza la función lógica Y-NO.

En la Fig. La Figura 2.17 muestra un diagrama del elemento O-NO. Se establece un voltaje bajo U 0 en su salida si al menos una de las entradas tiene un voltaje alto U 1 , abriendo uno de los transistores principales VT 1 y VT 2 .

Mostrado en la Fig. El diagrama 2.18 es un diagrama del elemento NOR-NOT de la tecnología KMDP. En él, los transistores VT 1 y VT 2 son los principales, los transistores VT 3 y VT 4 son los de carga. Sea alto voltaje U 1. En este caso, el transistor VT 2 está abierto, el transistor VT 4 está cerrado y, independientemente del nivel de voltaje en la otra entrada y del estado de los transistores restantes, se establece un voltaje bajo U 0 en la salida. El elemento implementa la operación lógica O-NO.

El circuito CMPD se caracteriza por un consumo de corriente (y por lo tanto de energía) muy bajo de las fuentes de alimentación.

Elementos lógicos de la lógica de inyección integral.

En la Fig. La Figura 2.19 muestra la topología del elemento lógico de la lógica de inyección integral (I 2 L). Para crear tal estructura, se requieren dos fases de difusión en silicio con conductividad de tipo n: durante la primera fase, se forman las regiones p 1 y p 2, y durante la segunda fase, se forman las regiones n 2.

El elemento tiene la estructura p 1 -n 1 -p 2 -n 1 . Es conveniente considerar una estructura de cuatro capas, imaginándola como una conexión de dos estructuras de transistores convencionales de tres capas:

pag 1 -norte 1 -pag 2 norte 1 -pag 2 -norte 1

El diagrama correspondiente a esta representación se muestra en la Fig. 2.20, a. Consideremos el funcionamiento del elemento según este esquema.

El transistor VT 2 con una estructura de tipo n 1 -p 2 -n 1 realiza las funciones de un inversor con varias salidas (cada colector forma una salida separada de un elemento según un circuito de colector abierto).

Transistor VT 2, llamado inyector, tiene una estructura como p 1 -n 1 -p 2 . Dado que el área n 1 de estos transistores es común, el emisor del transistor VT 2 debe conectarse a la base del transistor VT 1; la presencia de un área común p 2 conduce a la necesidad de conectar la base del transistor VT 2 con el colector del transistor VT 1. Esto crea una conexión entre los transistores VT 1 y VT 2, como se muestra en la figura 2.20a.

Dado que el emisor del transistor VT 1 tiene un potencial positivo y la base está a potencial cero, la unión del emisor está polarizada directamente y el transistor está abierto.

La corriente del colector de este transistor se puede cerrar a través del transistor VT 3 (inversor del elemento anterior) o mediante la unión del emisor del transistor VT 2.

Si el elemento lógico anterior está en estado abierto (el transistor VT 3 está abierto), entonces en la entrada de este elemento un nivel de voltaje bajo que, actuando sobre la base de VT 2, mantiene este transistor en estado cerrado. La corriente del inyector VT 1 se cierra a través del transistor VT 3. Cuando el elemento lógico anterior está cerrado (el transistor VT 3 está cerrado), la corriente del colector del inyector VT 1 fluye hacia la base del transistor VT 2, y este transistor es establecido en el estado abierto.

Así, cuando VT 3 está cerrado, el transistor VT 2 está abierto y, a la inversa, cuando VT 3 está abierto, el transistor VT 2 está cerrado. El estado abierto del elemento corresponde al estado log.0, el estado cerrado corresponde al estado log.1.

El inyector es la fuente. corriente continua(que puede ser compartido por un grupo de elementos). A menudo utilizan la designación gráfica convencional de un elemento, presentada en la Fig. 2.21, b.

En la Fig. 2.21a muestra un circuito que implementa la operación O-NO. La conexión de los colectores de elementos corresponde al funcionamiento del llamado instalación yo. De hecho, es suficiente que al menos uno de los elementos esté en estado abierto (estado log.0), luego la corriente del inyector del siguiente elemento se cerrará a través del inversor abierto y se establecerá un nivel bajo de log.0 en la salida combinada de los elementos. En consecuencia, en esta salida se forma un valor correspondiente a la expresión lógica x 1 · x 2. Aplicando la transformación de Morgan se obtiene la expresión x 1 · x 2 = . Por tanto, esta conexión de elementos realmente implementa la operación O-NO.

Los elementos lógicos Y 2 L tienen las siguientes ventajas:

proporcionar alto grado integración; en la fabricación de circuitos I 2 L se utilizan los mismos procesos tecnológicos que en la producción de circuitos integrados sobre transistores bipolares, pero el número de operaciones tecnológicas y las fotomáscaras necesarias es menor;

se utiliza un voltaje reducido (aproximadamente 1V);

proporcionar la capacidad de intercambiar energía en una amplia gama de rendimiento (el consumo de energía puede cambiar en varios órdenes de magnitud, lo que conducirá en consecuencia a un cambio en el rendimiento);

están en buen acuerdo con los elementos TTL.

En la Fig. La Figura 2.21b muestra un diagrama de la transición de los elementos I 2 L al elemento TTL.

Si tomamos, por ejemplo, un transistor MJE3055T tiene una corriente máxima de 10 A y la ganancia es de solo aproximadamente 50, en consecuencia, para que se abra por completo, necesita bombear unos doscientos miliamperios de corriente a la base; Una salida MK normal no soportará tanto, pero si conectas un transistor más débil entre ellos (algún tipo de BC337) capaz de extraer estos 200 mA, entonces es fácil. Pero esto es para que él sepa. ¿Qué pasa si tienes que hacer un sistema de control con basura improvisada? Te resultará útil.

En la práctica, confeccionado. conjuntos de transistores. Externamente, no se diferencia de un transistor convencional. Mismo cuerpo, mismas tres piernas. Solo tiene mucha potencia y la corriente de control es microscópica :) En las listas de precios generalmente no se molestan y escriben simplemente: un transistor Darlington o un transistor compuesto.

Por ejemplo una pareja BDW93C(NPN) y BDW94С(PNP) Aquí está su estructura interna de la hoja de datos.

Es más, hay Asambleas de Darlington. Cuando se empaquetan varios en un solo paquete a la vez. Algo indispensable cuando necesitas controlar una potente pantalla LED o motor paso a paso(). Un excelente ejemplo de este tipo de construcción: muy popular y fácilmente disponible. LSN2003, capaz de arrastrar hasta 500 mA para cada uno de sus siete conjuntos. Las salidas son posibles incluir en paralelo para aumentar el límite actual. En total, un ULN puede transportar hasta 3,5 A a través de sí mismo si todas sus entradas y salidas están en paralelo. Lo que me alegra es que la salida está frente a la entrada, es muy conveniente colocar la tabla debajo. Directamente.

La hoja de datos muestra la estructura interna de este chip. Como puede ver, aquí también hay diodos protectores. A pesar de que están dibujados como si fueran amplificadores operacionales, la salida aquí es de tipo colector abierto. Es decir, sólo puede hacer un cortocircuito a tierra. Lo que queda claro en la misma hoja de datos si nos fijamos en la estructura de una válvula.